1引言

隨著數字處理電路（dataprocessingcircuits）的工作電壓的持續(xù)下降，保持電路的高效率受到了很大的技術挑戰(zhàn)。這是由于在低壓電源中，二極管的正向壓降引起的損耗占了電路總損耗的50％以上。由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低導通電阻，在大量的電路中都用來代替效率低的肖特基二極管，特別是在低壓電源中[1]。

反激是一種廣泛應用于小功率的拓撲，由于只有一個磁性元件，而具有體積小，成本低的優(yōu)點。但是，目前同步整流在正激電路中的應用比較多，而在反激電路中的應用卻很少。這是由于正激電路比較適合大電流輸出，能夠更好地體現同步整流的優(yōu)勢；另外一個原因是可采用簡單的自驅動，而反激電路原邊開關和副邊開關理論上會有共通。但是，如果考慮到實際電路中變壓器的漏感，則這種情況是不會產生的，所以當輸出電流不是很大時，采用反激電路還是值得考慮的。本文將對工作在DCM方式下的同步反激電路進行分析。

同步整流中最重要的一個問題是同步管的驅動設計。同步管的驅動大體上可以分為自驅動（selfdriv

en）和他驅動（controldriven），本文介紹了一種能量反饋的自驅動電路。

2同步整流在反激電路中的應用

帶有同步整流的反激電路如圖1所示。一般來說，電路可以工作在CCM或DCM方式，開關頻率可以是恒頻（CF），也可以是變頻（VF）。下面主要對工作在恒頻DCM方式的工作過程進行分析。主要波形如圖2所示。在DCM方式下工作時，原邊開關開通時儲存在變壓器勵磁電感上的能量在開關關斷時全部傳送到副邊。從圖2可以看出，在原邊開關開通之前，副邊電流已經為零了。由于MOSFET具有雙向導電特性，所以為了防止副邊電流逆流，必須在其到達零點時（即t3）或很短的一小段時間里關斷SR。因此，DCM方式下工作的反激電路必須要有一個零電流檢測環(huán)節(jié)來控制電路。

在t3時刻SR關斷以后，勵磁電感Lm和電容Ceq=Csw＋進行諧振，諧振阻抗為：

Zm=（1）

直到t5時刻原邊開關開通為止。同時，由于VDS的存在，原邊開關開通時的開通損耗為：

圖1帶同步整流的反激電路

圖2DCM方式下的反激主要波形

圖3傳統(tǒng)的電流型驅動電路 

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVoVonVin＋nV；

Vo為輸出電壓；

fs為開關頻率。

也就是說，當原邊開關在諧振電壓的峰值開通時，電路的效率最低，相反，在谷值開通時，電路的效率最高。因為諧振的時間tDCM=t5－t4會隨著輸入電壓的變化而變化，即Von會隨著輸入電壓的變化而變化，從而電路的效率會隨著輸入電壓的變化而發(fā)生擾動。另一方面，由于SR的輸出電容CSW比一般的肖特基二極管要大，由式（1）可知，采用同步整流的電路的諧振電流要比采用肖特基二極管的電路大，這個電流流過SR，從而產生比較大的損耗。所以，如果電路的器件或者參數設計不當，用SR來代替二極管不一定能提高效率。

這個電路的另一種工作方式VFDCM就是基于這種思想產生的。t3時刻SR關斷后，在VDS第一次到達谷底時（見圖2的t4時刻）開通原邊開關，就可以達到減小開關損耗的目的，可以從整體上提高電路效率。

3同步整流管的驅動

SR的驅動是同步整流電路的一個重要問題。有的電路可以采用自驅動，典型的電路比如采用有源箝位的正激電路，這種驅動由于是利用變壓器副邊的電壓來驅動SR，不必另加電路，即節(jié)約了成本，又提高了電路的效率。而有的時候為了能夠更靈活地控制SR，則可以采用他驅動。

如前所述，只要采用零電流檢測技術，反激電路也是可以采用自驅動。傳統(tǒng)的電流驅動電路如圖3所示。這種驅動電路是消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測線圈的壓降必須盡可能低。實際電路中一般要達到整流管壓降的1/10。比如說，在圖3中，如果VSR=0.1V，則VCS要在0.01V左右。而SR的驅動電壓至少要5V，這樣會導致N2和N1的匝數比非常大。這不僅使得電流檢測裝置非常笨重，而且會增大漏感，影響到同步管的迅速開通。這也是這種電路不適合在高頻下工作的原因。

為了解決電流檢測電路所引起的損耗問題，提出了具有能量反饋（energyrecovery）的電流檢測電路[2]，如圖4所示。

這個電路增加了一個能量反饋部分，通過N3和N4的作用，把電流檢測的能量反饋到一個直流源里，這個直流源可以是電路中的任一直流電壓，一般用輸出電壓來代替。有了這個電路后，VCS可以設計得比VSR還高，而不會引入額外的損耗。這樣就解決了傳統(tǒng)電流驅動電路匝數比大的缺點。

電路的基本工作過程如下，當電流從SR的源極流向漏極時，線圈N1上也流過同方向的電流，折算到線圈N2上的電流給SR的門極電容充電，當門極電壓VGS折算到N3等于Vo時，二級管D1導通并且把能量從N1傳遞到直流源Vo。適當設計N2和N3的匝數比，N2上的電壓可以用來驅動SR，只要SR上的電流持續(xù)流過N1，直流源Vo保持不變，SR的驅動電壓就不會隨著輸入電壓的變化而變化。當流經SR的電流降到零并且要反向流時，二級管D1關斷，D2開通進行磁復位。SR的門極電壓為負，從而關斷。因此沒有反向電流流過SR。在這種電流驅動電路中，SR的特性就像一個理想的二極管一樣。

(a)Vin=40V時VDS(SW)與ipri波形       (b)Vin=40V時VSR與isec波形 

(c)Vin=60V時VDS(SW)與ipri波形       (d)Vin=60V時VSR與isec波形

圖5實驗波形

如上所述，流過N1上的電流除了折算到N2給門極電容充電外，還要有額外的電流來導通D1，這樣才可以把N2的電壓箝住。從另一個角度來說，也就是流過N2的勵磁電流不能太大，這可以通過適當設計勵磁電感來實現[2]：

Lm（3）

式中：D為SR的占空比；

Ts為開關周期；

ISR－P為流過SR的電流峰值；

Vo為輸出電壓。

文獻[2]對這個電路的穩(wěn)態(tài)過程，瞬態(tài)過程進行了詳細的分析,考慮到電路的具體參數以及電路的損耗，電流驅動電路的匝數比可以由式（4）～式（6）決定：

Vg(on)=Vo（4）

D≤（5）=（6）

式中：Vg(on)為SR的柵極驅動電壓；

N1～N4為對應線圈的匝數；

VFD1為二極管D1的正向導通壓降；

Vth為SR的柵極門檻電壓；

VFBD為SR的體二極管正向導通壓降。

4實驗結果

設計了一個開關頻率為100kHz的反激電路，其輸入電壓為40～60V，輸出電壓5V，輸出電流2.5A。同步整流管采用STP40NF03L，電壓30V，電流40A，導通電阻<0.022Ω，柵極電容約為750pF。電流驅動變壓器的匝數比為2:58:29:25(N1～N4)。圖5為實驗波形。圖5(a)是輸入電壓為40V時原邊開關的漏源極電壓和流過開關的電流波形。圖5(b)是輸入電壓為40V時SR的驅動電壓和流過SR的電流波形。圖5(c)和圖5(d)是輸入電壓為60V時相應的波形。

5結語

同步整流在反激電路中的應用雖然不多，但是當輸出電流不大時，反激電路還是一個不錯的選擇。同時，采用能量反饋驅動電路來控制反激同步整流管，提高了電路的效率。這種驅動電路還具有適合于各種拓撲等優(yōu)點。