1  引言

    串并聯(lián)補償在線UPS的電路型式、工作原理與控制方式，我已作過了全面的介紹^[1]，但采用的都是硬開關，因此效率低，電磁干擾大，而采用傳統(tǒng)的軟開關（直流諧振環(huán)或極諧振軟開關）又會使電路太復雜。折中這兩種開關狀態(tài)，采用廣義軟開關，既不增加電路的復雜性，又可以使其基本工作在軟開關狀態(tài)。

    PWM逆變器的廣義軟開關定義和原理我也曾作了較詳細的介紹^[2]，所謂廣義軟開關串并聯(lián)補償在線UPS，實際上就是使逆變器Ⅰ和Ⅱ采用無損緩沖電路的在線UPS。

2  主電路的串并聯(lián)結構和各部分的功能

    單相串并聯(lián)補償在線UPS的電路如圖1所示。它是由2個高頻雙向SPWM單相全橋逆變器，以串并聯(lián)結構電路型式與晶閘管靜態(tài)開關和蓄電池等一起組合而成的，各部分的功能為

圖1 單 相 串 并 聯(lián) 補 償 在 線UPS電 路

    逆變器Ⅰ  主要作用是控制市電，只輸入有功電流，使輸入功率因數(shù)等于1；對市電輸入電壓的波動進行補償；控制輸入功率與輸出功率的平衡。其設計功率為標稱功率的20％。

    逆變器Ⅱ  主要作用是控制輸出電壓為穩(wěn)定純凈的正弦電壓；向負載提供無功與諧波電流；當市電掉電時，向負載提供全部標稱功率，設計功率與標稱功率相同。

    晶閘管靜態(tài)開關其中旁路開關的作用是當市電正常時關斷，當逆變器Ⅰ和Ⅱ故障時開通旁路供電；主靜態(tài)開關的作用是，當市電正常時導通，當市電掉電時自動關斷，以防止逆變器Ⅱ的功率向市電倒灌。

    蓄電池當市電停電時，由蓄電池通過逆變器Ⅱ向負載供電；當市電電壓波動時，通過逆變器Ⅰ和Ⅱ維持輸入與輸出功率的平衡。

3  逆變器Ⅰ的工作與控制方式

    逆變器Ⅰ是用IGBT作開關的高頻雙向SPWM全橋逆變器。它通過輸出變壓器T_r的次級，在UPS輸入端與負載串聯(lián)，主要用于市電電壓±15％變化的增量補償，和消除市電輸入電流中的無功與諧波分量，故也稱作增量（Delta）逆變器，其作用相當于一個可變電流源。

    當負載中含有電感和非線性負載時，市電輸入電流i將滯后于市電電壓，并產(chǎn)生畸變。此時市電輸入電流i的傅里葉級數(shù)表示式為

i=I₁sin(ωt＋φ₁)＋I_nsin(nωt＋φ_n)=I₁cosφ₁sinωt＋I₁sinφ₁cosωt＋I_nsin(nωt＋φ_n)

式中：n為諧波次數(shù)；

           φ₁為基波電流滯后于電壓的相位角；

          φ_n為n次諧波電流滯后于電壓的相位角；

    注腳1代表基波。令

    i_p=I₁cosφ₁sinωt=I_psinωt為基波有功電流

    i_q=I₁sinφ₁cosωt=I_qcosωt為基波無功電流i_h=I_nsin(nωt＋φ_n)為諧波電流

    i=i_p＋i_q＋i_h要消除市電輸入電流i中的無功與諧波電流i_q＋i_h，就必須將i_q＋i_h從i中分離出來，而后用i_q＋i_h作為調制波對逆變器Ⅰ進行SPWM調制，在變壓器T_r次級得到電壓u_c，用u_c產(chǎn)生的電流來抵消i中的電流i_q＋i_h，使輸入電流i=i_p。

    電流i_q＋i_h的檢出電路如圖1所示。其中“基準正弦電壓”是與市電同步的標準正弦電壓。市電輸入電流i通過低通濾波器濾除i_h，將剩余的電流i_p＋i_q與基準正弦電壓u_r=U_msinωt通過乘法器相乘得到F。

    F=(i_p＋i_q)×u_r=(I₁cosφ₁sinωt＋I₁sinφ₁cosωt)×U_msinωt=cosφ₁－cosφ₁cos(2ωt)

       ＋sinφ₁sin(2ωt)

    F經(jīng)過含有積分器的有源低通濾波器，濾除二次諧波交流分量后，剩下直流成分g=I₁U_mcosφ₁，式中K為有源濾波器放大倍數(shù)。將g和u_r再經(jīng)乘法器相乘后得

  i_p=g×u_r=I₁U_mcosφ₁×U_msinωt=I₁U_m²cosφ₁sinωt

    令U_m²=1，則得

      i_p=I₁cosφ₁sinωt

    從市電輸入電流i中減去i_p即可得到無功與諧波電流i_q＋i_h，即i－i_p=i_q＋i_h=i_c^＊

4  逆變器Ⅱ的工作與控制方式

    逆變器Ⅱ也是用IGBT作開關的高頻雙向SPWM全橋逆變器。它通過交流濾波器L_F2C_F2，在UPS輸出端與負載并聯(lián)，主要用于使負載上電壓成為穩(wěn)定純凈的正弦電壓，當市電掉電時向負載提供100％的功率。故逆變器Ⅱ也稱作主逆變器，其作用相當于一個固定的電壓源。

    當市電電壓中含有諧波時，其方程式為

  u=u₁＋u_h=U_1msinωt＋U_nmsinnωt

式中：u₁=U_1msinωt為基波電壓；

      u_h=U_nmsinnωt為諧波電壓。

    基準正弦電壓u_r=U_msinωt，是一個與市電同步的標準正弦波電壓，電壓精度優(yōu)于0.02％，失真度小于0.5％，容量約為10W。故可視為是恒定不變的標準正弦波電壓。

    由圖1中逆變器Ⅱ的控制電路可知，采用的是瞬時波形比較法。即用負載電壓u_L減去基準正弦電壓

u_r，然后再被基準正弦電壓u_r相減求出SPWM調制波的方程式

        u_r－(u－u_r)=2u_r－u=2U_msinωt－U_1msinωt－U_nmsinnωt

    令調制波方程式為

         u_c^＊=K′〔u_r－(u－u_r)〕=2K′U_msinωt－K′U_1msinωt－K′U_nmsinnωt

式中：K′為檢測變壓器降壓變比。

    假定載波三角波的頻率為f_c，幅值為U_c，則載波比N=，調制比的值為

M==－=M₁＋M₂

式中：M₁=；M₂=－

    假定直流電源電壓為Ud，根據(jù)文獻[3]可以得到逆變器Ⅱ的輸出電壓uab的傅里葉級數(shù)式為    

        u_ab=M₁U_dsinωt＋·cosm πsin〔(mN＋n)ωt〕+

          M₂U_dsinnωt+·cosm′πsin〔(m′N′＋n′)nωt〕

    用濾波器L_F2，C_F2濾除u_ab中的高次諧波后得到基波與原市電中諧波電壓為

     u_ab1=M₁U_dsinωt＋M₂U_dsinnωt

將M₁=K′；M₂=－代入上式得

       u_ab1=K′U_dsinωt＋－K′U_dsinnωt

令K′=代入上式則得

        u_ab1=2U_msinωt－U_1msinωt－U_nmsinnωt

    由于市電電壓u與逆變器Ⅱ的輸出電壓u_ab1通過它們各自的濾波電感L_F1和L_F2，在電路的A點并聯(lián)后向負載供電如圖1所示，故根據(jù)電工學中節(jié)點電壓法可知

    u_L=

      u_L=/

    如果取L_F1=L_F2，則負載電壓u_L為

         u_L==

    將u=U_1msinωt＋U_nmsinnωt與

      u_ab1=2U_msinωt－U_1msinωt－U_nmsinnωt

代入上式得

    u_L=(2U_msinωt－U_1msinωt－U_nmsinnωt＋U_1msinωt＋U_nmsinnωt)=U_msinωt=u_r

    此式說明，按著圖1中逆變器Ⅱ的控制方法，即使市電電壓中含有諧波，也可以使負載電壓u_L，成為等于基準電壓u_r的不變的穩(wěn)定純凈正弦波電壓。

5  對市電電壓波動的補償

    由于負載電壓u_L在逆變器Ⅱ的控制下保持u_L=u_r穩(wěn)定不變，因而UPS的輸入與輸出端之間就會出現(xiàn)電壓差，這個電壓差反映的是有功功率之差，需要靠逆變器Ⅰ和Ⅱ的聯(lián)合工作，并通過逆變器Ⅰ進行補償。逆變器Ⅰ有兩個反饋信號，一個是市電輸入電流，另一個是蓄電池電壓U_d的變化ΔU_d。由于ΔU_d是直流，故將其加到了控制電路的g上，g代表的是與市電電壓同相位的市電輸入有功電流。

    市電電壓波動的補償過程，與逆變器Ⅰ和Ⅱ的工作狀態(tài)如圖1所示。

    當市電電壓u大于負載電壓u_L時，由于u的升高使A點電壓上升，逆變器Ⅱ的控制電路為保持u_L=u_r不變，使輸出電壓u_ab1下降，迫使逆變器Ⅱ工作在整流狀態(tài)，給蓄電池充電，使u_d上升到U_dr＋ΔU_d>U_dr，＋ΔU_d使逆變器Ⅰ在T_r次級產(chǎn)生一個負補償電壓－u_c，方向與電流相反，以減少市電電壓的升高，使u－u_c=u_L=u_r。變壓器T_r次級阻抗Z產(chǎn)生的壓降為zi與u方向相反，－u_c也與u方向相反，故u加到T_r次級的壓降為Δu=zi＋u_c>u_c，使逆變器Ⅰ處于整流狀態(tài)。對于逆變器Ⅱ，由于補償后u_L=u_r(1＋1％)>u_r=u_ab1，故逆變器Ⅱ也處于整流狀態(tài)，使蓄電池電壓上升。當u_d上升到某一值，使u_ab1大于u_L時，逆變器Ⅱ由整流變換到逆變狀態(tài)。此時，逆變器Ⅰ吸收功率，逆變器Ⅱ輸出功率，當吸收功率等于輸出功率時達到平衡，使蓄電池多存儲了一些能量，U_d比補償前稍高一些，以維持負補償電壓－u_c的存在。

    當市電電壓小于負載電壓u_L時，A點電壓下降，逆變器Ⅱ的控制電路為保持u_L=u_r不變而使u_ab1上升，使u_L<u_ab1，迫使逆變器Ⅱ處于逆變狀態(tài)，電池電壓下降，當降到U_dr－ΔU_d時，－ΔU_d使逆變器Ⅰ在T_r次級產(chǎn)生一個正補償電壓＋u_c，使u＋u_c=u_L=u_r。市電加到T_r次級上的電壓Δu=u_c－iz<u_c，使逆變器Ⅰ工作在逆變狀態(tài)。對于逆變器Ⅱ，補償后u_L=u_r(1－1％)<u_r=u_ab1，逆變器Ⅱ處于逆變狀態(tài)，使蓄電池電壓下降，當降到使u_ab1低于u_L時逆變器Ⅱ由逆變轉換到整流狀態(tài)。逆變器Ⅰ輸出功率，逆變器Ⅱ吸收功率，當輸出與輸入功率相等時達到功率平衡。蓄電池多輸出了一些能量，故電池電壓比補償前低一些，以維持正補償電壓＋u_c的存在。

6  負載無功與諧波電流的供給

    由圖1可知，逆變器Ⅱ在A點與市電并聯(lián)后共同向負載供電。由于市電輸入電流只是有功電流，根據(jù)基爾霍夫節(jié)點電流為零的定律，在節(jié)點A負載所需的電流i_L=i_p＋i_q＋i_h，因而逆變器Ⅱ的輸出電流為i_L－i=i_p＋i_q＋i_h－i_p=i_q＋i_h。

7  在線UPS所采用的廣義軟開關

    上面以單相串并聯(lián)補償在線USP為例，介紹了它的組成，各部分功能，原理與控制方式。下面介紹在線UPS中逆變器Ⅰ和Ⅱ的廣義軟開關電路。

    串并聯(lián)補償在線UPS中的逆變器Ⅰ和Ⅱ，實際普遍采用的電路是單相半橋、單相全橋、三相半橋和三相全橋電路。下面選用具有代表性的單相半橋、單相全橋或三相半橋電路為例進行介紹。

7.1  單相半橋逆變器的廣義軟開關電路

    單相半橋逆變器的廣義軟開關電路如圖2所示，其中圖2(a)為電路圖，圖2(b)為開關波形圖。在圖2(a)中，S₁、S₂為主逆變開關，S₁的無損關斷緩沖電路由二極管D_s1、D_s2、D_s3、緩沖電容C_s1、C_s2(C_s1=C_s2)和諧振電感L_s1組成。L_F為濾波電感，Z_為負載（阻性或感性），C_d1=C_d2為直流分壓電容，U_d為直流電源電壓，u_s為S₁兩端的電壓，i_s為流過S₁的電流。

(a)  電 路 圖

（b)  開 關S₁的 開 關 波 形

圖2  單 相 半 橋 逆 變 器 的 無 損 緩 沖 電 路

    電路的原始狀態(tài)為：S₁、S₂關斷，C_s1、C_s2上電壓uc_s1=u_cs2=0。當開關S₁開通后，C_d1上電壓U_d/2通過S₁、L_F向負載供電，直流電源U_d通過開關S₁、諧振電感L_s1、二極管D_s2，沿著虛線所示路徑，對緩沖電容C_s1、C_s2充電。其等效電路如圖3(a)所示，其中u_cs1=u_cs2為緩沖電容C_s1、C_s2上的電壓，u_L為L_s1上電壓，R_L為L_s1中的電阻，i_L為流過L_s1的電流。在選定的電壓和電流方向下，根據(jù)基爾霍夫定律（考慮C_s1=C_s2）可得

      u_L＋u_RL＋u_cs1＋u_cs2=u_L＋u_RL＋2u_cs1=U_d

由于i_L==

           u_RL=i_LR_L=R_L

           u_L=L_s1=L_s1

則

           L_s1＋R_L＋2u_cs1=U_d

    由于R_L<2，所以電路是諧振的。

    對上式求解可得

       2u_cs1=U_d－U_de^－δt((δ/ω)sinωt＋cosω t)

式中：δ=；ω=；ω₀=。

    當ω t=π時，sinωt=0；cosωt=－1

    則2u_cs1=U_d＋U_de^－δt

    當R_L=0時，2u_cs1=2U_d，u_cs1=U_d。

    充電過程中，u_cs1和i_L的波形如圖3(c)所示。當ω t=π時，u_cs1=U_d，i_L=0。

    當S₁關斷時，由于C_s1、C_s2上電壓u_cs1=u_cs2=U_d，開關S₁上電壓u_s=U_d－u_cs1=0，所以S₁是零電壓關斷。S₁關斷后，C_s1、C_s2上電壓u_cs1=u_cs2=U_d通過濾波電感L_F、負載Z_L和直流分壓電容C_dz，沿著圖2(a)中點劃線所示的路徑放電，其等效電路如圖3(b)所示。由基爾霍夫定律得

        －u_cs1＋u_L＋u_R－U_d/2=0

    設R為負載電阻，L_FZ為濾波與負載電感，由于i_z=－2C_s1；u_R=Ri_z=－2RC_s1

      u_L=L_FZ=－2L_FZC_s1

    代入上式得

     2L_FZC_s1＋2RC_s1＋u_cs1－U_d/2=0

    對于多數(shù)情況R<2，所以電路是諧振的。

    求解上式可得u_cs1－U_d/2=e^－δ′t(sinωt＋cosω t)

式中：δ′=；ω=；ω₀=。

    當ω t=π時，sinωt=0；cosωt=－1

    則u_cs1－U_d/2=－e^－δ′t

    當R=0時，u_cs1－U_d/2=－U_d/2，u_cs1=0

    放電過程中u_cs1和i_z的波形如圖3(c)所示。

(a)  充 電 過 程                                                  (b) 放 電 過 程

(c)  波 形 圖

圖 3  C_s1、C_s2充 電 與 放 電 過 程 等 效 電 路 與 波 形

    當ω t=π時，u_cs1=0，i_z=0

    當R=2時，u_cs1=(1＋δ′t)e^－δ′t

     由于δ′=很大，C_s1較小，故u_cs1按非諧振規(guī)律很快下降到零。

    當R>2，L_FZ≈0時，τ=2RC_s1，當t=τ時，u_cs1=0.368U_d/2，當t=2τ時，u_cs1=0.135U_d/2，當t=3τ時，u_cs1=0.050U_d/2，由于C_s1很小，所以u_cs1下降速度很快。

7.2  單相半橋逆變器廣義軟開關的工作過程

    單相半橋逆變器無損關斷緩沖電路的工作過程如圖2(a)、(b)所示。在t<0時，S₁飽和導通，u_cs1=u_cs2已充電到U_d。當S₁關斷時，通過S₁的電流i_s逐漸下降，S₁兩端的電壓u_s=U_d－u_cs1。C_s1、D_s3、C_s2、D_s1支路通過直流電源與S₁并聯(lián)，相當于在S₁上并聯(lián)了一個已充電到u_cs1=u_cs2=U_d的緩沖電容C_s=C_s1＋C_s2，此時D_s2反偏置，L_s1中電流i_L=0，C_s1和C_s2通過L_F、z_L和C_d2放電，u_cs1=u_cs2逐漸下降到零，S₁上的電壓u_s=U_d－u_cs1逐漸上升到U_d。假定逆變器按單極性工作，在S₁再一次開通之前由于L_F與z_L中電感的作用，與S₂并聯(lián)的二極管D₂續(xù)流，i_D2=i_ZL。當S₁開通時，i_s逐漸上升，負載電流I_ZL=i_s＋i_DZ，S₁上電壓受D₂導通的牽制，仍保持U_d不變。當i_s上升到i_s=I_ZL時，i_D2=0，D₂反偏置，S₁進入飽和導通狀態(tài)，S₁上電壓u_s迅速下降到零，相當于一個躍變電壓U_d突然加到C_s1、L_s1、D_s2、C_s2支路上，D_s2導通，C_s1、C_s2充電。半個諧振周期后，C_s1、C_s2上電壓u_cs1=u_cs2=U_d，i_L=0，D_s2反偏置。

    從以上說明可知，S₁工作在零電壓關斷狀態(tài)，C_s1、C_s2上存儲的能量，通過放電轉送到負載或反饋回電源，故是無損關斷緩沖電路。

    電路中的L_F，既是輸出濾波電感，也是主開關S₁、S₂的開通緩沖電感，它可以使S₁、S₂零電流開通，存儲在L_F中的能量同樣也轉送到了負載或反饋回電源，故是一種無損開通緩沖電路。

7.3  單相全橋與三相半橋逆變器的廣義軟開關

    上述開關無損緩沖電路，也可以應用于單相全橋與三相半橋逆變器，如圖4和圖5所示。由圖4和圖5可知，它們都是由單相半橋逆變器組成的，圖中C_d1和C_d2為共同直流分壓電容，故工作原理與緩沖電容的充放電方式與半橋逆變器相同。這里必須指出的是，對于圖4所示單相全橋逆變器，當采用圖6(a)所示單極性SPWM脈沖控制時，直流分壓電容C_d1和C_d2可以不用。例如主開關S₁和S₄在輸出正半周，按圖6(a)所示單極SPWM脈沖波形工作時，緩沖電容的充、放電路徑如圖4中點劃線和虛線所示。逆變器的SPWM控制電路如圖6(b)、(c)所示，其中圖6(b)用于單相全橋逆變器，圖6(c)用于三相半橋逆變器。

圖 4  單 相 全 橋 廣 義 軟 開 關 電 路

圖 5  三 相 半 橋 廣 義 軟 開 關 電 路

(a)  波 形 圖

(b)  單 相 全 橋 控 制 電 路

(c)  三 相 半 橋 控 制 電 路

圖 6  SPWM單 極 性 脈 沖 波 形 與 控 制 電 路

8  廣義軟開關串并聯(lián)補償在線UPS應用舉例

    采用廣義軟開關的串并聯(lián)補償在線UPS電路如圖1、圖7、圖8所示。其中圖1為采用單相全橋逆變器的在線UPS，圖7為采用三相全橋逆變器的在線UPS，圖8為采用三相半橋逆變器的在線UPS。圖中的無損緩沖電路與圖4和圖5相同，在UPS電路中沒有畫出。

圖7   采 用 三 相 全 橋 逆 變 器 的 廣 義 軟 開 關 在 線UPS

圖8   采用三 相 半 橋 逆 變 器 的 廣 義 軟 開 關 在 線UPS

9  結語

    上面介紹的廣義軟開關，是一種無源、無損緩沖電路式的軟化開關。它可以達到與傳統(tǒng)ZVT或ZCT

軟開關幾乎相同的指標，但比傳統(tǒng)軟開關具有電路簡單，成本低廉，可靠性高的優(yōu)點。先進的串并聯(lián)補償在線UPS采用廣義軟開關后，可以使效率進一步提高，電磁干擾大大降低，也使市場競爭力進一步得到增強。