1  引言

    航空靜止變流器(ASIAeronauticalStatic Inverter)是應(yīng)用功率半導(dǎo)體器件，將飛機DC27V或270V電源電壓變換成AC115V/400Hz或AC36V/400Hz恒壓恒頻交流電的一種靜止變流裝置，作為飛機二次電源使用?，F(xiàn)今小容量的靜止變流器一般采用如圖1所示的兩級結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)：直流環(huán)節(jié)(前級隔離式DC/DC部分)和高頻逆變環(huán)節(jié)(后級DC/AC部分)。選擇合理有效的方案來實現(xiàn)單級DC/DC和單極DC/AC將是滿足靜止變流器高指標的可靠保證。

    在1kVA以下等級靜止變流器的直流環(huán)節(jié)中，正激式拓撲因電路結(jié)構(gòu)簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出、適用于中小功率電源變換場合等特點，而得到了廣泛的采用。但正激變換器存在一個固有的缺陷：必須附加復(fù)位電路來實現(xiàn)功率開關(guān)截止期間變壓器鐵芯磁復(fù)位，以免變壓器飽和。近年來，關(guān)于正激變換器磁復(fù)位技術(shù)的研究很多。如：RCD箝位技術(shù)，LCD箝位技術(shù)以及有源箝位技術(shù)等。RCD箝位技術(shù)盡管電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低廉，但部分勵磁能量消耗在箝位網(wǎng)絡(luò)中，因此僅適用于效率要求不高，成本要求嚴格的小功率場合。LCD和有源箝位技術(shù)克服了RCD箝位技術(shù)的缺點，但電路結(jié)構(gòu)均較復(fù)雜。而雙管正激電路通過兩個二極管來提供勵磁電流回路，能量回饋電源，電路結(jié)構(gòu)簡潔，減小了損耗，功率管只承受電源電壓，電壓應(yīng)力小。因此經(jīng)折衷考慮，我們采用結(jié)構(gòu)較簡單且勵磁能量能不損耗在箝位網(wǎng)絡(luò)中的雙管正 激 電 路 來 作 為 靜 止 變 流 器 的 直 流 環(huán) 節(jié) 。

圖1  典型的ASI兩級結(jié)構(gòu)

    注意到交錯并聯(lián)技術(shù)的優(yōu)勢，我們在對雙管正激變換器的研究中結(jié)合了交錯并聯(lián)技術(shù)，詳細分析了雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理，完成了航空DC27V輸入，DC190V輸出，1kW的樣機制作。通過實驗制作和分析，對低壓輸入DC/DC變換器中與大電流輸入相關(guān)的具體電路設(shè)計問題進行了小結(jié)。

2  工作原理

    如圖2所示，為雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器的主電路及其主要波形。Q1、Q2、D1、D2與副邊拓撲構(gòu)成一路雙管正激變換器，Q3、Q4、D3、D4與副邊拓撲構(gòu)成另一路雙管正激變換器，D5、D6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管，D7為兩路共用的續(xù)流管。Lf、Cf為輸出濾波電感和濾波電容。Coss1～Coss4分別為Q1～Q4的漏源結(jié)電容，變壓器原副邊匝比為n=N1/N2。在一個開關(guān)周期Ts中，該變換器有6種開關(guān)狀態(tài)。在分析之前，作如下假設(shè)：

圖2  雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器的主電路及其主要波形

    ——所有開關(guān)管、二極管均視為理想器件；

    ——Lf足夠大，在一個開關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣Lf和Cf以及負載電阻可以看成一個電流為Io的恒流源；

    ——Q1、Q2的漏源電容Coss1=Coss2，Q3、Q4的漏源電容Coss3=Coss4。

    圖3給出了該變換器在不同狀態(tài)下的等效電路，其工作原理描述如下。

(a)[t0～t1] (b)[t1～t2] (c)[t2～t3](d)[t3～t4] (e)[t4～t5] (f)[t5～t6]

圖3  各 種 開 關(guān) 狀 態(tài) 下 的 等 效 電 路

    1)開關(guān)模態(tài)1[t0～t1][參考圖3(a)]

    在t0時刻前，Q1、Q2、D1、D2上電壓均為Uin/2，Q3、Q4上電壓均為Uin。負載電流I0通過D7續(xù)流，D3、D4導(dǎo)通，磁化電流減小，T2鐵心磁復(fù)位。t0時刻，Q1、Q2開通，D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍導(dǎo)通，T2勵磁電流i2M繼續(xù)通過D3、D4續(xù)流，線性減小，回饋電源。D7關(guān)斷，D5導(dǎo)通，電源通過T1給副邊傳輸能量。T1磁化電流i1M從零線性上升，

i1M(t)=(Uin/L1M)(t－t0)    (1)

i2M(t)=I2M0－(Uin/L2M)(t－t0)    (2)

式中：L1M、L2M——對應(yīng)T1、T2原邊磁化電感；

           I2M0為Q1、Q2開通時刻（t0時刻）對應(yīng)另一路T2的勵磁電流值。其大小解釋如下：t1時刻，勵磁電流

i2M(t1)=0，t0-1=t1－t0=(2D－1/2)Ts

也即

I2M0=(Uin/L2M)(2D－1/2)Ts

    這一時段內(nèi)D1、D2、Q3、Q4上承受的電壓均為Uin。

    2)開關(guān)模態(tài)2[t1～t2][參考圖3(b)]

    t1時刻，勵磁電流i2M（t1）為零，D3、D4自然關(guān)斷，此時T2原邊磁化電感L2M、漏感L2S、Q3、Q4漏源結(jié)電容Coss3、Coss4開始諧振。i2M反向流動，給Q3、Q4漏源結(jié)電容放電，如果uds3(uds4)下降到零，因Q3、Q4體二極管導(dǎo)通，uds3(uds4)將被箝位為零。這一時段因為另一路中Q1、Q2導(dǎo)通，使得D7上的電壓被箝為Uin/n，而T2副邊電壓不會超過Uin/n，因而不會出現(xiàn)單路雙管正激副邊箝位為零的情況，所以在T2繞組上（同名端）出現(xiàn)正壓。對應(yīng)有

uds3(t)=uds4(t)=Uin·〔1＋cosωr(t－t1)〕/2   (3)

i1M(t)=(2D－1/2)Ts＋(t－t1)    (4)

i2M(t)=－(Uin/Zr)sinωr(t－t1)    (5)

式中：ωr=1/；

      Zr=；

      L2=L2M＋L2S。

    這一時段D3、D4上的電壓uD3=uD4=Uin－uds3，uT2PR1M=Uin－2uds3，t2時刻

uds3(t2)=uds4(t2)=Uin·    (6)

i1M(t2)=I1M(＋)=(Uin/L1M)DTs    (7)

i1M(t2)=(Vin/Zr)sin(ωrt1-2)    (8)

式中：t1-2=t2－t1=(1/2－D)Ts。

    3)開關(guān)模態(tài)3[t2～t3][參考圖3(c)]

    t2時刻，Q1、Q2關(guān)斷，D1、D2開通續(xù)流，T1磁化電流從正向最大值I1M(＋)線性下降，

i1M(t)=I1M(＋ )－(Uin/LM)(t－t2)    (9)

i1M(t3)=(Uin/LM)(2D－1/2)Ts    (10)

      D5關(guān)斷，D7開通，負載電流Io經(jīng)D7續(xù)流。此時，T2原邊繼續(xù)諧振，因此時T2繞組（所標同名端）電壓為正，使得D6、D7同時導(dǎo)通，把T2副邊箝位為零，從而諧振回路變?yōu)門2漏感L2S與Q3、Q4結(jié)電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，uds3、uds4迅速上升至Uin/2，之后保持在Uin/2，直到下一開關(guān)狀態(tài)。

    4）開關(guān)模態(tài)4[t3～t4][參考圖3(d)]

    5）開關(guān)模態(tài)5[t4～t5][參考圖3(e)]

    6）開關(guān)模態(tài)6[t5～t6][參考圖3(f)]

    t3時刻，對應(yīng)下半周期開始，兩路雙管正激電路互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作情況，對應(yīng)的相關(guān)公式互換一致，這里不再贅述。t6時刻，Q1、Q2再次開通，開始下一個周期。

3  電路特點分析

    從以上開關(guān)模態(tài)分析可知，雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實現(xiàn)鐵心磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用低壓高速、導(dǎo)通電阻小的功率管，從而減小功率管導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。

    而且，因兩路交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的使用，電路具有以下優(yōu)點：

    ——在同樣開關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積；同時輸入電流脈動頻率提高一倍，亦減小了輸入濾波器的體積，從而進一步減小整機的體積。

    ——由于兩路交錯并聯(lián)，使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來兩個好處：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側(cè)輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路的響應(yīng)，并有利于驅(qū)動電路的設(shè)計；二是在同樣輸出電壓的情況下，整流側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時間減小，有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。

    ——并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個并聯(lián)支路流過更小的功率，消除變換器的“熱點”，使熱分布均勻，提高可靠性。

    在原理分析和樣機制作中，我們也注意到寄生參數(shù)的諧振會使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數(shù)均較小，因此，對變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取在0.5左右。

4  實驗結(jié)果及討論

    在對雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器工作原理分析基礎(chǔ)之上，完成了一臺DC 27V/DC 190V，1kW的樣機研制，樣機的主要實驗數(shù)據(jù)為：

    ——輸入直流電壓：20～30V；

    ——輸出直流電壓：190V；

    ——電感：R2KBDEE40鐵心；

    ——變壓器：R2KBDEE42B鐵心；

    ——變壓器原副邊匝比：1/10；

    ——MOSFET：IRF3205；

    ——開關(guān)頻率：fs=120kHz；

    ——磁復(fù)位二極管：IN5822；

    ——輸出整流管：MUR8100；

    ——輸出續(xù)流管：MUR8100。

    圖4給出了滿載時開關(guān)管MOSFET柵源電壓ugs和漏源電壓uds的波形圖，與理論分析基本相同。圖5給出副邊整流二極管D5和續(xù)流二極管D7的電壓波形，可以看出續(xù)流管關(guān)斷時由于其反向恢復(fù)造成了電壓振蕩。圖6給出了額定輸入電壓DC 27V時，變換器的效率與輸出電流的關(guān)系。

    圖7所示為副邊整流電路，交錯并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)使副邊輸出電壓UA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續(xù)流管D7的開關(guān)頻率加倍，處于更高頻率的開關(guān)過程。由于D7存在反向恢復(fù)，這樣會在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環(huán)流，造成更大的損耗，如果在t1～t2段di/dt過高（如圖8所示），不僅會引起振鈴現(xiàn)象而產(chǎn)生嚴重的電磁干擾，而且還可能會因為瞬態(tài)尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導(dǎo)體器件，因此D7宜采用t0～t1恢復(fù)時間短而t1～t2時間長即柔度系數(shù)大的快恢復(fù)二極管。

    同時應(yīng)當盡量減小變壓器副邊漏感，并使D5、D7、T1副邊繞組(D6、D7、T2副邊繞組)所圍面積最小以減小線路寄生雜感。

圖4  Ch2—ugsCh1—uds 

圖5  Ch1— uD7 Ch2— uD5

圖6   額定輸入電壓下效率隨負載變化

圖7  副邊電路

圖8   二極管反向恢復(fù)

5    低壓/大電流輸入電路設(shè)計小結(jié)

      本篇針對航空靜止變流器的直流環(huán)節(jié)，對低壓輸入的雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器進行了研究，因輸入電流較大，帶來了較多的相關(guān)設(shè)計問題，必須在設(shè)計制作中引起足夠的重視。本文結(jié)合樣機研制，給出低壓/大電流輸入變換器具體電路設(shè)計的幾點建議。

      1)這類變換器原邊電流較大，即使很小的電阻也會引起可觀的損耗，因此應(yīng)盡量緊湊地布局如圖9所示的主電路的元器件，同時盡可能減小變壓器的繞組電阻。可采用輸入大面積鋪地以減小輸入導(dǎo)線的電阻，選用高Bs、低Br的低損耗磁芯材料。

    2)因原邊電流較大，為減小功率器件的通態(tài)損耗，功率管宜采用導(dǎo)通電阻較低的功率MOSFET器件，或采用多個MOSFET并聯(lián)使用，但同時，必須注意到工作于硬開關(guān)狀態(tài)下的功率器件，高頻工作時其開關(guān)損耗比較高，因此在選擇器件時，必須折衷考慮MOS器件的導(dǎo)通損耗和容性相關(guān)損耗(開關(guān)損耗、驅(qū)動損耗)。需要的話，可以考慮采用軟開關(guān)技術(shù)。

    3)主功率MOSFET工作在硬關(guān)斷狀態(tài)，關(guān)斷時的di/dt很大，由于線路中不可避免地存在寄生雜感，因而在MOSFEF漏源極間會激起較大的電壓尖峰，引起電路振蕩，甚至損壞元器件。為減小尖峰，除了盡量采用1)中的方法外，還必須注意以下幾點：

    ——如圖9所示，在緊靠功率器件管腳處的a、b點并聯(lián)高頻性能好的電容來消除部分寄生參數(shù)的影響；

圖9  電路原邊主電路圖

    ——變壓器采用原副邊交錯繞制的工藝，盡量減小漏感；

    ——適當減緩功率管關(guān)斷速度，但這同時會增大功率管關(guān)斷損耗，在實際應(yīng)用中應(yīng)折衷考慮；

    ——選用開通速度較快的快恢復(fù)二極管作為原邊勵磁電流的續(xù)流二極管。

    低壓/大電流輸入DC/DC變換器對主電路設(shè)計要求很高，設(shè)計的好壞直接影響到功率管所承受的尖峰的高低、電路損耗、發(fā)熱情況等，從而影響整機的可靠性、效率、體積和成本，在實際電路制作中必須充分合理考慮。

6  結(jié)語

    針對航空靜止變流器的直流環(huán)節(jié)，對低壓輸入的雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器進行了研究，給出了DC27V低壓輸入、DC190V輸出，1kWDC/DC變換器樣機的實驗結(jié)果，并結(jié)合該低壓輸入變換器的研究，給出了低壓/大電流輸入DC/DC變換器的幾點設(shè)計小結(jié)，對工程實踐有一定的指導(dǎo)作用。