引言
近年來,功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)引起了人們的廣泛關(guān)注。傳統(tǒng)的兩級(jí)PFC電路的主要缺點(diǎn)是成本高以及控制電路復(fù)雜。單級(jí)功率因數(shù)校正(SSPFC)變換器[1][2][3][4],將PFC級(jí)和DC/DC級(jí)結(jié)合在一起大大降低了成本。然而,SSPFC變換器在負(fù)載變輕時(shí)存在直流母線電壓過高的問題。文獻(xiàn)[2]采用反饋線圈雖然降低了直流母線電壓,但卻減小了線電流的導(dǎo)通角,從而增加了總諧波畸變(THD)。
為了解決上述問題,確保在負(fù)載變化時(shí)降低直流母線電壓和減少THD,本文提出了一種具有恒功率控制的SSPFC變換器。能量直接傳遞方式使得該電路在沒有減小線電流導(dǎo)通角的情況下降低了直流母線電壓。恒功率控制使得變換器的輸出在輸出電壓高的時(shí)候可以看成電壓源,在輸出電壓低的時(shí)候可以看成電流源,并且當(dāng)輸出電壓在一定范圍內(nèi)變化的時(shí)候,輸出功率近似恒定。
1 電路工作原理
單級(jí)功率因數(shù)校正電路的原理圖如圖1所示。它實(shí)際上是由一個(gè)Boost變換器和一個(gè)flyback變換器組合而成的。Boost變換器工作在DCM模式,在占空比和頻率恒定的情況下可以達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。flyback變換器可以工作在DCM或CCM模式。
為了分析方便,假定整流電壓在一個(gè)開關(guān)周期中為定值,電容CB足夠大使得電壓VB基本恒定,flyback變壓器視為理想變壓器,在原邊并聯(lián)勵(lì)磁電感Lm,flyback變換器工作在CCM模式。則該電路有3種工作模式如圖2所示,主要工作波形如圖3所示。
工作模式1(t0-t1)t0時(shí)刻開關(guān)S導(dǎo)通,直流母線電壓VB加在勵(lì)磁電感Lm上,由于flyback變換器工作在CCM模式,則電流im線性上升可表示為
im=VB/Lm(t-t0)+im(t0)?。?)
而電感Lb工作在DCM模式,電流iLb由零線性上升,其表達(dá)式為
iLb=|Vin|/Lb(t-t0) (2)
開關(guān)S上流過的電流可表示為
isw=iLb+im (3)
由于二級(jí)管Df反向偏置,所以線圈Ns和Np上沒有電流流過。
工作模式2(t1-t2)開關(guān)S在t1時(shí)刻關(guān)斷,二極管Df正向偏置,勵(lì)磁電感Lm上的電壓為nVo(其中n=Np/Ns),則電流im線性下降可表示為
im=-nVo/Lm(t-t1)+im(t1) (4)
開關(guān)S上的漏源電壓VDS為VB+nVo,電感Lb上的電流iLb流過線圈Np和電容CB線性下降,其表達(dá)式為
iLb=-(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t-t1)+iLb(t1) (5)
因此,原邊線圈Np和副邊線圈Ns上流過的電流可分別表示為
ip=iLb+im (6)
is=nip=n(iLb+im)?。?)
由式(7)可以看出副邊電流由兩部分組成,負(fù)載不但從勵(lì)磁電感Lm上獲取能量而且直接從電感Lb上獲取能量,這就意味著一部分能量可以不經(jīng)過儲(chǔ)能電容CB而直接傳遞給負(fù)載,因此,大大提高了效率并且降低了直流母線電壓。
工作模式3(t2-t3)t2時(shí)刻電流iLb下降到零,二極管Db反向偏置,勵(lì)磁電流繼續(xù)以斜率nVo/Lm線性下降直到t3時(shí)刻開關(guān)S再次導(dǎo)通。此時(shí)原邊線圈Np和副邊線圈Ns上的電流可分別表示為:
ip=im (8)
is=nip=nim (9)
2 恒功率控制方法
圖4給出了恒功率控制的框圖,圖中KVV和KIIo分別為電壓采樣值和電流采樣值,通過電阻R3及R4的分壓得到第一個(gè)運(yùn)放的正向輸入端電壓為+,信號(hào)放大后得到運(yùn)放的輸出端電壓為,這一點(diǎn)的電壓和第二個(gè)運(yùn)放的反向輸入端電壓相等,根據(jù)運(yùn)放的虛短特性,得到第一個(gè)運(yùn)放的輸出電壓與第二個(gè)運(yùn)放的正向輸入端電壓相等,即=Vref,由此可得到式(10)。
(KiIoR4/R3+R4)+(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2) (10)
假設(shè)a=R2/R1,b=R4/R3,則式(10)表示為
(KiI0b/1+b)+(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a) (11)
從式(11)可以得到輸出功率Po的表達(dá)式為
Po=VoIo=-(Kv/K1b)Vo2+[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo (12)
從式(12)可以看出Po~Vo曲線是一條拋物線,在拋物線的頂點(diǎn)附近,輸出功率Po近似恒定。以輸出電壓80V,輸出功率80W為例,取KV=0.01,KI=0.1,Vref=5V,使拋物線的頂點(diǎn)位于Vo=80V,Po=80W處,則可以計(jì)算出a=27.13,b=8.00。于是式(12)可表示為
Po=-0.0125Vo2+2Vo (13)
當(dāng)輸出電壓變化范圍為60V~100V(±25%)時(shí),輸出功率變化為6.25%。
該電路同?具有限壓和限流的功能,通過變換式(11)可得
Io=2-0.0125Vo (14)
Vo=160-80Io (15)
可見在輸出短路時(shí)電流被限制在2A,在輸出開路時(shí)電壓被限制在160V。
3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果
基于上述主電路及控制電路,采用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真與試驗(yàn):Lb=300μH,CB=470μF/450V,Lp=Ls=600μH,fs=50kHz,RL=80Ω。
圖5為輸入線電壓和線電流實(shí)驗(yàn)波形;圖6為輸入電壓變化時(shí),測(cè)量的電路效率,可以看出電路效率在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)可以達(dá)到82%以上,比文獻(xiàn)[2][3]中所提出的電路的效率要高;圖7和圖8分別為不同輸入電壓時(shí),功率因數(shù)和THD的測(cè)量結(jié)果,由圖7可見,電路的功率因數(shù)在輸入電壓為100~150V時(shí)可以達(dá)到0.98,在輸入電壓為220V時(shí)也可達(dá)到0.96;圖9為輸入電壓為220V時(shí),在不同負(fù)載下直流母線電壓VB的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果,仿真與實(shí)驗(yàn)都證明在負(fù)載變化時(shí)直流母線電壓VB可以控制在380V以下。
4 結(jié)語
本文提出了一種具有恒功率控制的單級(jí)功率因數(shù)校正電路。該電路PFC級(jí)工作在DCM模式,具有較低的THD和較高的PF。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性,當(dāng)負(fù)載變化時(shí)直流母線電壓變化不大。