引言

　　傳統(tǒng)的從220V交流電網(wǎng)通過不控整流獲取直流電壓的方法在電力電子技術(shù)中取得了極為廣泛的應(yīng)用，其優(yōu)點在于結(jié)構(gòu)簡單、成本低、可靠性高。但這種不控整流使得輸入電流波形發(fā)生嚴重畸變，呈位于電壓峰值附近的脈沖狀，其中含有大量的諧波成分。一方面對電網(wǎng)造成嚴重的污染，干擾其他電子設(shè)備的正常工作；另一方面也大大降低了整個電路的功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)，通常僅能達到0.5～0.7。

　　解決這一問題的辦法就是對電流脈沖的高度進行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術(shù)即為功率因數(shù)校正（Power Factor Correction）。功率因數(shù)（PF）是指有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即：

　　所以，功率因數(shù)可以定義為電流失真系數(shù)（γ）和相移因數(shù)（cosΦ）的乘積。

　　功率因數(shù)校正技術(shù)，從其實現(xiàn)方法上來講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(γ=1)，且和電壓波形同相位（cosΦ=1）。在理想情況下，可將整流器的負載等效為一個純電阻，此時的PF值為1。

　　功率因數(shù)校正技術(shù)大致可以分為無源和有源兩種，考慮到無源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)做一些方法性的探討。

　　1 APFC技術(shù)的實現(xiàn)方法及其特點

　　1.1 APFC電路的基本結(jié)構(gòu)

　　1.1.1 降壓式

　　如UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管" title="開關(guān)管">開關(guān)管上的電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動電平易浮動，故很少被采用。

　　1.1.2 升/降壓式

　　如TDA4815、TDA4818，須用兩個功率開關(guān)管，其中一個功率開關(guān)管上的驅(qū)動控制信號浮動，電路復(fù)雜，故較少被采用。

　　1.1.3 反激式

　　如ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下小功率的應(yīng)用場合。

　　1.1.4 升壓式此方法被廣泛采用，其特點為簡單電流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75～2000W功率范圍的應(yīng)用場合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。

　　1.2 APFC電路中輸入電流的控制原理

　　1.2.1 平均電流型

　　如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM），工作波形如圖1所示。這種控制方式的優(yōu)點是恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積?。荒芤种崎_關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點是控制電路復(fù)雜；須用乘法器" title="乘法器">乘法器和除法器；須檢測電感電流；需電流控制環(huán)路。

　　1.2.2 峰值電流型

　　如ML4831、MC34262，工作頻率恒定，CCM，工作波形如圖2所示。

　　1.2.3 滯后電流型

　　如CS3810，工作頻率可變，CCM，電流達到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷，使輸入電流上升或下降。其電流波形平均值取決于電感輸入電流，工作波形如圖3所示。

　　1.2.4 電壓跟蹤控制型

　　如ML4813、SG3561，工作頻率可變，采用不連續(xù)調(diào)制模式（DCM），其工作波形如圖4所示。DCM采用跟隨器的方法，具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，但也存在以下缺點：功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值Vin/VO有關(guān)，即當Vin變化時，功率因數(shù)PF也將發(fā)生變化，同時Vin/VO的增大使得輸入電流波形的THD增大；開關(guān)管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)管的峰值電流為CCM的2倍），從而導(dǎo)致開關(guān)管的損耗增加。所以，在大功率的應(yīng)用場合中，基于CCM方式的APFC更具優(yōu)勢。

　　2 CCMAPFC電路的設(shè)計方法

　　基于以上各種方案的特點分析可知，在75～2000W功率的應(yīng)用場合中，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電流型BoostAPFC電路來實現(xiàn)較為適合。在具體的電路設(shè)計中，控制芯片選用UC3854A（其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖5），這是Unitrode公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開關(guān)電流近似等于輸入電流，對瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片。

　　2.1 技術(shù)指標

　　輸入電壓 Vin=AC 150～265V；

　　輸出電壓 VO=DC 400V；

　　電源頻率 f=47～65Hz；

　　輸出功率 PO=2kW；

　　開關(guān)頻率" title="開關(guān)頻率">開關(guān)頻率 fs=50kHz。

　　2.2 開關(guān)頻率

　　開關(guān)頻率高可以減小PFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會增大開關(guān)損耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20～300kHz的開關(guān)頻率是一個較好的折中。本設(shè)計中開關(guān)頻率選擇為50kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗損也不會過多。在更高功率的PFC設(shè)計中，適當降低開關(guān)頻率可以降低開關(guān)損耗。振蕩器的工作頻率由式（1）決定。

　　2.3 Boost電感的選擇

　　電感決定了輸入電流紋波的大小，它的電感量由規(guī)定的紋波電流給出。

　　最大峰值電流出現(xiàn)在最小線路電壓的峰值處，并由式（2）給定。

　　電感器中的峰-峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值線路電流的20％左右，即

　　2.4 輸出電容的選擇

　　選擇輸出電容器時應(yīng)考慮以下因素：開關(guān)頻率的紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、紋波輸出電壓和維持時間等。

　　維持時間Δt是指輸入電源被關(guān)閉后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時間長度，其典型值一般為15～50ms，在這個原則下，選取的電容要保證

　　2.5 開關(guān)管及升壓二級管的選擇

　　開關(guān)管和升壓二極管必須要有足夠的額度來保證電路的可靠運行。開關(guān)管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度，對于升壓二極管也是同樣。升壓二極管的trr必須足夠小以減少開關(guān)管開通瞬間的損耗，同時使二極管的損耗減小。為降低二極管的trr，可以采用兩只300V的快恢復(fù)二極管串聯(lián)的方法，并上高阻值的電阻來保持電壓平衡。

　　2.6 電流檢測電阻的選擇

　　一般選擇1V的電阻壓降，既可以有較好的抗噪聲能力,又不會產(chǎn)生太大的損耗。

　　2.7 乘法器的設(shè)置

　　乘法器是功率因數(shù)校正的核心。乘法器的輸出作為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的輸入，通過控制輸入電流以得到高的功率因數(shù)。因此，乘法器的輸出是一個表達輸入電流的信號，其表達式為

　　式中：IMO為乘法器的輸出電流；

　　IAC為乘法器的輸入電流；

　　VVEA為電壓誤差放大器輸出；

　　Vff為前饋電壓；

　　KM為等于1的常數(shù)。

　　2.8 電流控制環(huán)路的設(shè)計

　　電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖6所示。為使系統(tǒng)穩(wěn)定地運行，必須對電流環(huán)路進行補償。電流調(diào)節(jié)器的零點必須處于或小于最大截止頻率fCI，此時系統(tǒng)剛好有45°的相角裕量。為了消除系統(tǒng)在開關(guān)頻率處對噪聲的敏感，應(yīng)在電流調(diào)節(jié)器中引入一個極點，極點的頻率為1/2開關(guān)頻率，當極點頻率大于1/2開關(guān)頻率時，極點就不會對電流環(huán)路的頻率響應(yīng)產(chǎn)生影響。因此在設(shè)計電流環(huán)時應(yīng)滿足以下特性：

　　1）電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，應(yīng)有盡可能高的低頻增益以減小穩(wěn)態(tài)誤差；

　　2）環(huán)路應(yīng)有盡可能高的穿越頻率，以實現(xiàn)快速跟隨；

　　3）環(huán)路在開關(guān)頻率處應(yīng)呈現(xiàn)衰減特性，以消除環(huán)路中的開關(guān)噪聲；

　　4）環(huán)路應(yīng)有足夠的穩(wěn)定裕量，使電路具有強魯棒性。

　　表1 實驗數(shù)據(jù)

　　2.9 電壓控制環(huán)路的設(shè)計

　　為了電路穩(wěn)定地工作，必須對電壓控制環(huán)進行補償，但因為電壓控制環(huán)路的帶寬比開關(guān)頻率要小，所以對電壓控制環(huán)路的要求，主要是為了保證輸入失真最小。首先，環(huán)路的帶寬必須足夠低，以衰減輸出電容上電網(wǎng)頻率的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制量較??；其次，電壓誤差放大器必須有足夠的相移，使得調(diào)制出的信號能夠與輸入電壓保持同相，從而獲得較高的功率因數(shù)。

　　電壓環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖7所示。為了減少二次諧波電流引起的失真，電壓誤差放大器須引入一個極點進行補償，以減小諧波電壓的幅度并提供90°的相移。電壓環(huán)的最低截止頻率為

　　其帶寬的典型值為10～30Hz，相角裕量為45～70°。在實際的設(shè)計中，為使輸出電壓的穩(wěn)定性好，在選取截止頻率時應(yīng)選的略高些，電壓環(huán)有略大于45°的相角裕量。

　　3 實驗數(shù)據(jù)及波形

　　對用上述參數(shù)設(shè)計的APFC電路進行了性能測試，輸入電壓范圍為150～265V，最大輸出功率接近2200W，圖8、圖9及表1給出了實驗數(shù)據(jù)及部分測試波形。

　　實驗表明應(yīng)用該方案所設(shè)計的APFC電路工作穩(wěn)定，可以很好地完成設(shè)計要求：輸入電流的瞬時值跟隨輸入電壓的瞬時值，電流波形近似為正弦波，并且和電壓波形同相位，電路的功率因數(shù)（PF）達到0.99以上，且總諧波失真（THD）<10％；當負載變化時，直流輸出端的電壓值基本保持恒定；當交流輸入端的電壓發(fā)生變化時，負載功率基本保持恒定。

　　4 結(jié)語

　　本文基于Boost電路拓撲，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM）的平均電流型控制方式，選擇UC3854A作為控制核心來設(shè)計有源功率因數(shù)校正電路。實驗證明此方案在中等以上功率的應(yīng)用中，通過合理地配置電路參數(shù)，不僅獲得了穩(wěn)定的直流輸出，而且實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

　　該設(shè)計原理同樣也適用于其他同類型APFC控制芯片的電路實現(xiàn)，并具有電路結(jié)構(gòu)較為簡單，體積小，工作穩(wěn)定可靠等優(yōu)點，在中等及較大功率下須進行功率因數(shù)控制的場合中具有廣泛的應(yīng)用前景。