在非連續(xù)傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)中，開關(guān)電源" title="開關(guān)電源">開關(guān)電源常常需要工作在一個(gè)相互矛盾的條件下，即要求輸入和輸出之間保持較高的隔離度和靜態(tài)電流極低的待機(jī)模式。由于工作狀態(tài)下消耗的功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于待機(jī)功耗，這樣的組合要求增大了設(shè)計(jì)難度。由于需要在隔離和低功耗之間進(jìn)行折衷，目前商用化的電源模塊幾乎都不能滿足這樣的要求。

　　無(wú)線通信在過去5年發(fā)生了突飛猛進(jìn)的增長(zhǎng)，并將繼續(xù)保持增長(zhǎng)勢(shì)頭。除了GSM和3G移動(dòng)通信系統(tǒng)，基于IEEE無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)802.xx1各種版本的 Bluetooth、WiFi、Winmax和ZigBee等新興通信技術(shù)也在不斷發(fā)展。目前，包括小型無(wú)線監(jiān)測(cè)和控制設(shè)備在內(nèi)的監(jiān)控需求越來(lái)越多，這樣的設(shè)備必須滿足苛刻的尺寸和功率要求。為了滿足這些要求，集成供應(yīng)商必須通過高度集成的芯片來(lái)降低系統(tǒng)尺寸2和功耗3,4。

　　無(wú)線設(shè)備供電電源的一項(xiàng)重要指標(biāo)是延長(zhǎng)電池的使用壽命，主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是在保證無(wú)線通信系統(tǒng)性能的前提下降低功耗" title="降低功耗">降低功耗。綜合上述條件，需要考慮以下設(shè)計(jì)特點(diǎn)：

　　非連續(xù)收發(fā)；

　　電源濾波或穩(wěn)壓；

　　高效電路拓?fù)洹?/p>

　　上述第一個(gè)特點(diǎn)取決于傳輸系統(tǒng)，第二個(gè)要求可以通過開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)，而第三個(gè)要求則由開關(guān)電源本身的功耗決定，另外還需要盡可能減小待機(jī)功耗。因此，通過上述三個(gè)特點(diǎn)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

　　非連續(xù)收/發(fā)

　　因?yàn)闊o(wú)線系統(tǒng)中，發(fā)送器和接收器耗電最大，很多設(shè)備采用了非連續(xù)發(fā)送/接收方案，以優(yōu)化通信鏈路的空間接口資源和效率。由于無(wú)線通信單元不時(shí)連續(xù)工作，有利于降低整體功耗。

　　另一方面，非連續(xù)傳輸會(huì)在電源中引入較大的電壓紋波和電流峰值5。偏置電壓的穩(wěn)定性會(huì)直接影響收發(fā)器的性能，電源電壓的跌落將大大降低射頻電路的工作指標(biāo)，從而很難滿足通信設(shè)備的規(guī)格要求。系統(tǒng)由蓄電池供電時(shí)，電池壽命和放電特性對(duì)負(fù)載的峰值電流也非常敏感。

　　電源濾波和穩(wěn)壓

　　電源可以通過一個(gè)大電容或其它技術(shù)進(jìn)行濾波（參考文獻(xiàn)6）。電源電壓通過線性穩(wěn)壓器或開關(guān)電源進(jìn)行調(diào)節(jié)，穩(wěn)壓不僅僅可以降低紋波還可以減小EMI，以保持無(wú)線設(shè)備的工作性能。

　　大功率電源拓?fù)?/p>

　　電源的效率非常關(guān)鍵，因此，需選擇最佳拓?fù)涞拈_關(guān)電源。表1列出了常見的商用化DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的，但這些模塊不能滿足我們的目標(biāo)需求：空載時(shí)保持超低功耗。即使是非隔離電源在空載時(shí)也會(huì)消耗相當(dāng)大的電流，我們的目標(biāo)是在空載條件下將電源電流限制在12mA以內(nèi)，為了達(dá)到這一目標(biāo)，我們把待機(jī)電流和靜態(tài)電流按以下的方式劃分：

　　靜態(tài)電流是空載下保持穩(wěn)壓所需的電源電流；

　　待機(jī)電流是當(dāng)電源不為系統(tǒng)提供穩(wěn)壓輸出時(shí)的電源電流。

　　最后，我們還需要提供隔離，在惡劣環(huán)境下為系統(tǒng)可靠工作提供必要的保護(hù)。

　　當(dāng)前技術(shù)水平

　　上述討論表明為無(wú)線設(shè)備設(shè)計(jì)電源時(shí)需要考慮以下問題：

　　非常低的空載功耗；

　　隔離；

　　效率和尺寸。

　　基于上述三個(gè)條件，設(shè)計(jì)高效轉(zhuǎn)換器時(shí)須注意以下三個(gè)方面：

　　隔離；

　　控制方法；

　　反饋回路的拓?fù)洹?/p>

　　隔離

　　電源的輸入和輸出隔離是通過變壓器實(shí)現(xiàn)的，對(duì)于逆變和反激拓?fù)?，能量?jī)?chǔ)存在變壓器電感內(nèi)，問題是如何提供變壓器次級(jí)到原級(jí)的反饋。大多數(shù)系統(tǒng)通過使用額外的繞組或光耦" title="光耦">光耦實(shí)現(xiàn)。輔助繞組提高了復(fù)雜度，而且在低壓輸出以及負(fù)載變化時(shí)不能保證足夠精確的輸出電壓。

　　電源系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)，光耦需要穩(wěn)定的電流流過原級(jí)LED。為優(yōu)化系統(tǒng)，需盡可能降低該電流(圖1)。通過減小低電流下光耦的轉(zhuǎn)移系數(shù)(CTR) (10mA時(shí)63%，1mA時(shí)22%)，并降低光耦速度可以使這個(gè)電流達(dá)到最小。此外，還需要誤差比較器、精密基準(zhǔn)TLV431的電流，使其保持在最小值 (Ikmin = 100μA)。

　　圖1. 輸出分壓電路產(chǎn)生誤差比較器信號(hào)，用于隔離圖3所示開關(guān)電源。

　　對(duì)于連接在基準(zhǔn)輸出的分壓電阻R131和R137，為了減小電流須選擇大阻值電阻。設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮補(bǔ)償輸入電流和輸入電容造成的延遲(這個(gè)問題可以通過電容分壓解決)。由于輸出電容(C47)很大，需要選擇低ESR電容(鉭、OsCon、有機(jī)鋁電容等)。另外還要求電容具有極低的漏電流，應(yīng)為漏電流(特別是在高溫情況下)會(huì)產(chǎn)生很大的損耗(對(duì)于一個(gè)16V Kemet T495 100μF電容，IL在25°C 時(shí)等于16μA，85°C時(shí)會(huì)達(dá)到160μA)。

　　控制電路

　　最常見的電源拓?fù)涫请娏髂Ｊ矫}寬調(diào)制(PWM)，通過改變脈沖寬度控制電感的充電電流。負(fù)載較重時(shí)，通過加大脈沖寬度使電感儲(chǔ)存更多能量(圖2)。負(fù)載較輕時(shí)，通過減小脈沖寬度降低電感儲(chǔ)能。對(duì)于低電流負(fù)載，電源工作在非連續(xù)模式，主要電流損耗源于電源本身。

　　圖2. 脈寬調(diào)制器(PWM)控制產(chǎn)生控制電壓(中線)和電感電流(底線)，以響應(yīng)負(fù)載電流的變化(頂部)。

　　PWM最大的好處是固定頻率，簡(jiǎn)化了EMI控制的電路設(shè)計(jì)，并可提高重載下的效率。其主要缺陷是在輕載或空載條件下相對(duì)電流損耗較大，因?yàn)檎{(diào)節(jié)器內(nèi)部振蕩器工作在固定頻率(例如，UC3845在輕載下電流損耗為：Icc = 17mA)。圖3為UC3845主控制器電壓、電流反饋網(wǎng)絡(luò)的典型電流損耗。

　　圖3. PWM控制器(U41)利用光耦隔離產(chǎn)生變壓器次級(jí)到原級(jí)的反饋。

　　反饋網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?/p>

　　電壓反饋由流過光電晶體管(光耦U45內(nèi)部)到R135的電流提供，R135需要盡可能大，以降低功耗，但還必須保持光耦正常工作的電阻值。

　　電流反饋通過R134的壓降產(chǎn)生，為降低功耗，在該電壓和基準(zhǔn)(VREF = 5V，第8引腳)之間采用R125、R133分壓，在ISENSE (第3引腳)端得到1V電壓。分壓電阻必須有足夠大的阻值，以降低功耗；但還必須注意電阻與C53形成的RC濾波器不會(huì)影響電流信號(hào)。消耗在R126和 C46振蕩器元件的功耗是不可避免的，因?yàn)樾枰冀K保持輸出電壓。

　　更新方案進(jìn)一步降低功耗

　　對(duì)于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基準(zhǔn)設(shè)計(jì)的電源來(lái)說(shuō)，通過幾種渠道可以進(jìn)一步降低功耗。可以選擇合適的元件降低功耗。

　　誤差比較器

　　通常選擇TL431提供精密基準(zhǔn)，但它不適合本設(shè)計(jì)，因?yàn)樗a(chǎn)生的電壓(VA-Kmin = VREF = 2.5V，加上U45 LED和R124的壓差)過于接近3.6V的輸出電壓。一種替代選擇是使用MAX8515并聯(lián)基準(zhǔn)，其基準(zhǔn)電壓僅為0.6V，在-40oC至+85°C溫度范圍內(nèi)能夠保持1%的精度。對(duì)于低壓輸出應(yīng)用，該款I(lǐng)C是最理想的選擇，因?yàn)樗鼪]有上述高基準(zhǔn)電壓的限制(基準(zhǔn)電壓達(dá)到2.5V)。

　　該應(yīng)用實(shí)例的另一選擇是TLV431C并聯(lián)型基準(zhǔn)，可以從多家供應(yīng)商獲得，能夠滿足基準(zhǔn)要求：VREF = 1.24V，0oC至+70°C范圍可保持1%精度。分壓網(wǎng)絡(luò)電流固定在24μA，保證基準(zhǔn)電流(溫漂0.5μA)對(duì)輸出電壓沒有明顯影響。另外，須保證輸入電容產(chǎn)生的信號(hào)延遲不會(huì)影響電路的正常工作。

　　PWM控制器

　　傳統(tǒng)的UC3845（圖3）控制器電流損耗大約為17mA (VFB和VSENSE = 0V)，對(duì)于本應(yīng)用該電流過高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封裝為SOT23-6，在同類IC中尺寸最小。它還具有最低工作電流 (1.2mA)，內(nèi)置260kHz振蕩器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦輸入，其很多特性均可滿足該類應(yīng)用的要求。其不足之處是欠壓保護(hù)門限 10Voff/24Von不適合12V輸入的應(yīng)用。另外，它具有極低的待機(jī)電流，非常適合高輸入電壓的場(chǎng)合。

　　最后可以考慮的一款 IC是UCC38C41，其欠壓保護(hù)門限6.6Voff/7.0Von，典型電流損耗ICC = 2.3mA。電流檢測(cè)電路消耗電流100uA，光耦消耗電流530uA。為了維持光電晶體管電流，LED需要至少1mA電流。所得到的電源尺寸大約 50x30mm，包括兩個(gè)光耦，一個(gè)用于控制環(huán)路反饋，另一個(gè)用于檢測(cè)輸入端的電池電壓。這個(gè)電源性能如下：

　　功率 = 3.6W；

　　輸入電壓范圍：10V至15V；

　　標(biāo)稱輸入電壓Vin = 12V；

　　隔離(需要電流隔離)；

　　降壓型反激拓?fù)洌?/p>

　　電壓和電流控制環(huán)路；

　　PWM控制模式；

　　開關(guān)頻率是250kHz；

　　最大輸出電流是1A；

　　輸出電壓是3.6V；

　　空載電流5.7mA。

　　測(cè)試結(jié)果

　　圖4是用于幾款無(wú)線模塊的原形電路，工作在非連續(xù)模式，最大峰值電流為3A，最大平均電流為1A。為了減小最大峰值電流并解決由此帶來(lái)的問題，設(shè)計(jì)時(shí)需要參考文獻(xiàn)5和6討論的相關(guān)技術(shù)。推薦使用大容值、低ESR電容。

　　圖4. 該電路板包括圖3所示電源的光耦隔離。

　　測(cè)試結(jié)果(表2和表3)沒有包括輸入濾波電路和保護(hù)電路的共模損耗。表2給出了不同輸入電壓下的空載電流。

　　最低電流可以達(dá)到5mA，這個(gè)值還可以進(jìn)一步減小到3mA，但可能造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。為了防止自激并考慮元件的容差，為了留出一定的裕量，將最小電流設(shè)置在略高于5mA。如表3所示，在標(biāo)稱工作條件下，典型負(fù)載下，電路經(jīng)過優(yōu)化可以達(dá)到最高效率。圖5給出了不同輸出電流下的效率。

　　圖5：圖3所示電源的效率曲線，在標(biāo)稱12V輸入電壓、不同負(fù)載下效率非常穩(wěn)定(曲線保持平坦)。

　　根據(jù)我們掌握的數(shù)據(jù)，目前商用化的、具有類似特性的隔離電源，其最小空載電流為20mA。利用常見的元器件，本文介紹的應(yīng)用電路可以將靜態(tài)電流降至5mA，由于我們12mA的設(shè)計(jì)目標(biāo)。