0 引 言

　　跳頻通信以其強(qiáng)抗干擾能力和高安全性在軍事通信領(lǐng)域得到了越來越廣泛的應(yīng)用。隨著C4ISR系統(tǒng)要求的不斷提高，跳頻通信系統(tǒng)正向著跳速不斷提高，跳頻帶寬越來越大，跳頻圖案越來越復(fù)雜的方向發(fā)展。目前每秒鐘萬跳以上的高速跳頻已成為跳頻技術(shù)的發(fā)展方向。以美軍的JTIDS為例，其跳速能夠達(dá)到76 923跳／s，跳頻帶寬也達(dá)到了153 MHz。

　　本文將利用Matlab仿真軟件中的Simulink對采用MSK調(diào)制的高速跳頻通信系統(tǒng)進(jìn)行仿真，并針對各種干擾樣式對其進(jìn)行分析，并得出結(jié)論。

　　1 跳頻通信原理

　　跳頻就是用偽碼序列構(gòu)成跳頻指令來控制頻率合成器，并在多個頻率中進(jìn)行選擇的移頻鍵控。所傳遞的信息碼與偽隨機(jī)序列模二相加(或波形相乘)構(gòu)成跳頻指令(即跳頻圖案)，并由它隨機(jī)選擇發(fā)送頻率。跳頻通信系統(tǒng)的簡化框圖如圖1所示。

　　發(fā)送端的信息碼序列與偽隨機(jī)序列經(jīng)過調(diào)制后，按不同的跳頻圖案控制頻率的合成。在接收端，接收到的信號與干擾經(jīng)高放濾波后送至混頻器。接收機(jī)的本振信號也是一頻率跳變信號，跳變規(guī)律是相同的，兩個合成器產(chǎn)生的頻率相對應(yīng)，但對應(yīng)的頻率有一頻差，正好為接收機(jī)的中頻。只要收發(fā)方的偽隨機(jī)碼同步，就可使收發(fā)雙方的跳頻源一頻率合成器產(chǎn)生的跳變頻率同步，經(jīng)混頻后，就可得到一個不變的中頻信號，然后對此信號進(jìn)行解調(diào)，就可恢復(fù)出發(fā)送的信息。而對干擾信號而言，由于不知道跳頻頻率的變化規(guī)律，與本地的頻率合成器產(chǎn)生的頻率不相關(guān)，因此，不能進(jìn)入混頻器后面的中頻通道，不能對跳頻系統(tǒng)形成干擾，這樣就達(dá)到了抗干擾的目的。在本文的實際仿真過程中，不考慮跳頻時鐘的不能同步的情況，即認(rèn)為發(fā)送端和接收端的跳頻時鐘是完全同步的。

　　調(diào)制中采用的是MSK(最小頻移鍵控)，就是h=0．5的CPFSK，由于具有連續(xù)的相位從而能夠獲得良好的頻譜特性，是擴(kuò)頻技術(shù)中經(jīng)常運用的調(diào)制技術(shù)。其表達(dá)式為：

　　式中：ωc為載波角頻率；Ts為碼元寬度；αk為第k個碼元中的信息，取值為1或-1；ψk為第k個碼元的相位常數(shù)，在時間(k-1)Ts≤t≤kTs內(nèi)保持不變。

　　2 高速跳頻通信系統(tǒng)仿真模型

　　利用Matlab中的Simulink對跳頻系統(tǒng)進(jìn)行仿真，建立仿真模塊如圖2所示。

　　系統(tǒng)的主要性能參數(shù)有：系統(tǒng)的跳頻點64個，頻率間隔3 MHz，跳速為40 000跳／s，信道為高斯白噪聲信道(AWGN)。Bernoulli Binary Generator是信號源，用來產(chǎn)生一個10 Mb／s的二進(jìn)制信號。該信號經(jīng)過調(diào)制以后與由偽隨機(jī)序列產(chǎn)生的跳頻載波相乘完成跳頻。跳頻擴(kuò)頻后的信號在經(jīng)過AWGN信道之后，受到來自 Subsystem noise模塊產(chǎn)生的人為干擾。在解調(diào)模塊里，包含人為干擾分量的信號與來自跳頻信號發(fā)生器產(chǎn)生的跳頻信號的共軛(由Math Funetion完成)相乘，完成解跳，然后經(jīng)過解調(diào)，恢復(fù)原信號。

　　Subsystem PN Sequence是為隨機(jī)序列產(chǎn)生子模塊，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。偽隨機(jī)碼采用m序列，每6 b產(chǎn)生一個0～63的十進(jìn)制整數(shù)，用來隨機(jī)控制跳頻輸出頻率。這個模塊輸出的序列經(jīng)過2FSK調(diào)制后成為跳頻載波。

　　跳頻載波、信源的調(diào)制輸出和跳頻后的信號分別如圖4～圖6所示。

　　Subsystem noise子模塊用來產(chǎn)生干擾。本文主要采用寬帶噪聲干擾和梳狀干擾兩種形式。

　　3 高速跳頻通信系統(tǒng)抗干擾性能分析

　　3．1 抗寬帶噪聲干擾能力分析

　　寬帶噪聲干擾是指干擾信號能量加到目標(biāo)電臺所適用的整個頻譜帶寬上，也被稱為全頻段干擾或攔阻式干擾。寬帶噪聲干擾是多信道干擾，主要不足在于它所產(chǎn)生的干擾功率密度很低，因為有限的干擾功率被擴(kuò)展得很寬，因此不能像部分頻段干擾那么有效。

　　寬帶噪聲干擾的仿真模型如圖7所示。

 　　用一個調(diào)制頻率f=200 MHz的正弦波將高斯白噪聲信號調(diào)制到200 MHz頻段上，這個寬帶干擾的頻譜圖如圖8所示。為了更好地進(jìn)行分析，分別在f=200 MHz，50 MHz，5 MHz，0．5 MHz四個頻率點上進(jìn)行仿真。經(jīng)過仿真，并將不同信干比下的誤碼率曲線繪制在同一幅圖像上，得到的結(jié)果如圖9所示。

　　戰(zhàn)場上電磁環(huán)境非常復(fù)雜，10-2這一數(shù)量級的誤碼率被認(rèn)為是可以接受的，許多用于戰(zhàn)術(shù)層次的裝備誤碼率設(shè)計值為10-2。因此，較之為低的誤碼率被認(rèn)為是成功的抗干擾。從圖上可以看出，高速跳頻通信系的抗干擾性能與被干擾的頻段有關(guān)，越接近跳頻頻帶的中心抗干擾性能越強(qiáng)。對于干擾機(jī)而言，在接收端信號的能量只有達(dá)到相當(dāng)?shù)膹?qiáng)度(數(shù)倍乃至數(shù)十倍于信號)才能有效達(dá)成干擾，必須采取增大發(fā)射功率和縮短干擾距離的方式。對于高速跳頻而言，寬帶噪聲干擾雖然功耗大，干擾效率較低，但只要頻段覆蓋準(zhǔn)確，干擾距離和功率達(dá)到要求，仍然不失為一種有效的干擾手段。

　　3．2 梳狀干擾

　　梳狀干擾就是在預(yù)干擾的頻帶內(nèi)施放多個窄帶干擾信號，特點是不需要復(fù)雜的偵察檢測系統(tǒng)，適用于干擾各種通信系統(tǒng)，其模型如圖10所示。

　　采用7個不同頻率的正弦信號將7個高斯噪聲調(diào)制后相加來模擬梳狀干擾。模塊圖如圖11所示。

　　載波的頻點分別是200 MHz，175 MHz，150 MHz，125 MHz，100 MHz，50 MHz，40 MHz，其頻譜圖如圖12所示。

　　先后對在7個頻點(200 MHz，175 MHz，150 MHz，125 MHz，100 MHz，50 MHz，40 MHz)調(diào)制的高斯噪聲和10個頻點(250 MHz，200 MHz，175 MHz，150 MHz，125 MHz，100 MHz，75 MHz，50 MHz，40 MHz，20 MHz)調(diào)制的高斯噪聲進(jìn)行仿真，得到兩條信干比和誤碼率的對應(yīng)曲線，如圖13所示。

　　從圖13上可以看出，對高速跳頻通信系統(tǒng)而言，梳狀干擾的影響遠(yuǎn)大于寬帶干擾。梳狀干擾的頻點越多，所占的帶寬就越大，跳頻通信誤碼率越高，干擾效果越明顯。

　　3．3 其他干擾

　　瞄準(zhǔn)式干擾難以捕獲跳頻信號的瞬時載頻，所以很難達(dá)到干擾效果，其他干擾手段也存在類似問題。對跳頻通信系統(tǒng)能夠產(chǎn)生良好干擾效果的是跟蹤式干擾。跟蹤式干擾是建立在對敵方跳頻通信信號的偵察、處理的基礎(chǔ)之上的。只有通過提取跳頻信號的瞬時頻率、信號功率等參數(shù)，發(fā)射一個具有相同信號特征的干擾信號，才能達(dá)到干擾目的。通常，接收機(jī)、干擾機(jī)、發(fā)射機(jī)滿足圖14所示的位置關(guān)系。

　　為了使干擾有效，必須滿足：

　　式中：c是電波的傳播速度；Tpr是偵察處理時間；Td是信號駐留時間；η為小于1的常數(shù)。

　　由圖13可知，實際有效的干擾時間是：

　　所以，在敵方跳速和干擾機(jī)與通信機(jī)幾何分布都不變的條件下，只有將信號處理時間縮短到敵方信號駐留時間以內(nèi)，才能達(dá)到有效干擾，這個時間越短，有效干擾時間就越長，干擾效果越好。

　　對于高速跳頻通信系統(tǒng)而言，信號駐留的時間非常短。美軍JTIDS信號駐留時間只有13μs，本文采用的模型信號駐留時間為1／40 000 s(25 μs)，對于目前的技術(shù)狀況來看，通信偵察機(jī)和干擾機(jī)的處理時間遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于這個時間(毫秒量級)，不能達(dá)到有效干擾的目的，一旦跳頻速率達(dá)到每秒一萬跳以上，跟蹤式干擾就只能在理論上成立，故本文只做理論分析。

　　4 結(jié) 語

　　通過Simulink對高速跳頻通信系統(tǒng)進(jìn)行了建模和仿真，達(dá)到了預(yù)期的效果。本文分析結(jié)果可以為今后的高速跳頻通信的仿真和應(yīng)用研究提供良好的借鑒。