0 引言

    隨著無(wú)線通信技術(shù)的快速發(fā)展，射頻功率放大器作為收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中必不可少的單元模塊之一，發(fā)揮著非常重要的作用^[1]。通常衡量功率放大器性能最重要的技術(shù)指標(biāo)包括效率、輸出功率、增益、線性度等，其中高效率功放一直是功放設(shè)計(jì)領(lǐng)域的熱門研究方向^[2]。近年來(lái)，研究發(fā)現(xiàn)除基波阻抗之外，合適的輸入、輸出諧波阻抗對(duì)改善功放效率也有著非常顯著的作用^[3]。通過(guò)有效控制功放諧波阻抗進(jìn)而實(shí)現(xiàn)高效率的常見(jiàn)諧波調(diào)諧功放類別有J類^[4]、F類/逆F類^[5-6]、E類^[7]等。

    由于GaN材料具有禁帶寬度寬、擊穿場(chǎng)強(qiáng)高、熱傳導(dǎo)率高和峰值電子漂移速度高的特點(diǎn)，能很好地滿足功放高溫、高頻、高功率等工作要求，因此基于GaN HEMT的功率放大器得到越來(lái)越多的研究^[6，8]。然而，當(dāng)使用如圖1所示已經(jīng)封裝好的晶體管^[9]進(jìn)行功放設(shè)計(jì)時(shí)，由于寄生參數(shù)和封裝參數(shù)的影響，設(shè)計(jì)者往往只能基于晶體管器件端面進(jìn)行分析和設(shè)計(jì)。但是通過(guò)理論推導(dǎo)所得到的阻抗條件及漏極電流、電壓波形都是基于理想晶體管電流源端面分析的。因此，實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中，設(shè)計(jì)者無(wú)法簡(jiǎn)單地依據(jù)理論值進(jìn)行分析和設(shè)計(jì)。雖然可以采取寄生補(bǔ)償?shù)姆椒?sup>[10]從電流源端面進(jìn)行分析和設(shè)計(jì)，但是該方法要求已知晶體管精確的寄生參數(shù)和封裝參數(shù)。而實(shí)際晶體管精確的寄生參數(shù)和封裝參數(shù)由于受工作頻率、溫度等因素的影響一般難以獲得。

    為此，本文提出了一種在晶體管寄生參數(shù)和封裝參數(shù)未知的情況下，進(jìn)行高效率諧波調(diào)諧功放設(shè)計(jì)的方法。通過(guò)負(fù)載牽引技術(shù)確定晶體管器件端面的最佳阻抗條件并設(shè)計(jì)相應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)，再根據(jù)動(dòng)態(tài)負(fù)載線GaN HEMT模型所獲得的電流源端面的電流、電壓波形對(duì)功放整體電路進(jìn)行調(diào)諧和優(yōu)化，設(shè)計(jì)了一款高效率諧波調(diào)諧功放。

1 設(shè)計(jì)原理

1.1 諧波調(diào)諧功放

    諧波調(diào)諧功放主要是通過(guò)控制高次諧波阻抗實(shí)現(xiàn)對(duì)功放漏極電流、電壓波形的塑形，減小兩者的重疊，減小器件損耗的方法來(lái)提高功放效率。其效率可表示為：

    由式(1)可知，可以通過(guò)減小直流功耗和諧波輸出功率以及增大基波輸出功率的方式提高諧波調(diào)諧功放的效率。

1.2 動(dòng)態(tài)負(fù)載線GaN HEMT模型

    為了方便功率放大器的設(shè)計(jì)和優(yōu)化，Cree公司為其GaN HEMT器件開(kāi)發(fā)了動(dòng)態(tài)負(fù)載線大信號(hào)模型^[12]。該模型除了柵極、漏極和源極端口外還增加了溫度、本征漏極電流和本征漏極電壓端口。通過(guò)本征漏極電流和本征漏極電壓端口，可以很方便地得到不受寄生效應(yīng)影響的位于電流源端面的電流、電壓波形。這對(duì)于驗(yàn)證功放工作類別及其性能有著非常重要的作用。

2 最佳諧波阻抗的分析與確定

    本次設(shè)計(jì)選用由Cree公司提供的型號(hào)為CGH40010F的動(dòng)態(tài)負(fù)載線GaN HEMT模型，首先基于ADS諧波牽引技術(shù)分析和確定晶體管器件端面應(yīng)滿足的最佳諧波阻抗條件。

    由于在功放實(shí)際設(shè)計(jì)中，無(wú)法實(shí)現(xiàn)對(duì)無(wú)窮次諧波的控制^[3]，而且處理更高次的諧波對(duì)性能的提升非常有限，同時(shí)需要更加復(fù)雜的諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，其引入的損耗甚至可能超過(guò)處理高次諧波所提升的性能。因此，綜合考慮功放性能和電路復(fù)雜度，本次設(shè)計(jì)僅對(duì)功放二、三次諧波負(fù)載阻抗和二次諧波源阻抗進(jìn)行了分析和調(diào)諧。

    通過(guò)諧波牽引可確定晶體管器件端面處不同反射系數(shù)相位(不同諧波阻抗)下，輸出功率和效率的變化情況。功放輸出功率和功率附加效率隨負(fù)載二、三次諧波反射系數(shù)相位的變化情況分別如圖2、圖3所示。

    從圖2可以看出二次諧波負(fù)載阻抗對(duì)功率附加效率的影響可達(dá)30%以上，對(duì)輸出功率的影響為2.5 dBm左右。其中60°～120°為其高效率相位區(qū)域。由圖3可知，三次諧波負(fù)載阻抗對(duì)功放效率和輸出功率的影響相較于二次諧波負(fù)載阻抗要小一些，但仍然會(huì)對(duì)功率附加效率產(chǎn)生10%左右的影響，對(duì)輸出功率有0.65 dBm左右的影響。由仿真結(jié)果可知，225°附近為負(fù)載三次諧波的低效率相位區(qū)域。因此，在設(shè)計(jì)過(guò)程中應(yīng)盡量使三次諧波負(fù)載阻抗位于該相位區(qū)域外。

    此外，還分析了二次諧波源阻抗對(duì)功放性能的影響，牽引結(jié)果如圖4所示?？梢钥闯?，不同的源反射系數(shù)相位下，功放功率附加效率和輸出功率的浮動(dòng)范圍可達(dá)10%和0.8 dBm，其影響甚至超過(guò)了三次諧波負(fù)載阻抗的影響。因此，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，二次諧波源阻抗也應(yīng)充分考慮，本次設(shè)計(jì)源二次諧波的高效率相位區(qū)域?yàn)?30°～300°。

3 電路設(shè)計(jì)與仿真

    基于以上分析，設(shè)計(jì)了一款工作在2 GHz的諧波調(diào)諧功放。功放整體電路如圖5所示，主要包括偏置電路，諧波控制網(wǎng)絡(luò)，輸入、輸出基波匹配電路。此外在晶體管的輸入端串接了一個(gè)RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)以保證功放的穩(wěn)定性。其中柵極偏置電路與漏極偏置電路類似，均采用扇形微帶線(Stub2、Stub4)替代高頻電容接地，再通過(guò)1/4波長(zhǎng)線(TL5、TL8)的阻抗轉(zhuǎn)換功能實(shí)現(xiàn)對(duì)基波信號(hào)的開(kāi)路，以防止射頻信號(hào)的泄露。同時(shí)在柵極偏置電路中串聯(lián)了一個(gè)200 Ω的電阻R₂以進(jìn)一步改善功放的穩(wěn)定性。C₂~C₇為濾波電容以改善直流電源的穩(wěn)定性，減少雜波信號(hào)對(duì)功放性能的影響。漏源電壓V_DS和柵源電壓V_GS分別為28 V、-2.8 V，此時(shí)漏極靜態(tài)電流為154 mA，偏置在深A(yù)B類。

3.1 諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

    為了實(shí)現(xiàn)高效率，需要設(shè)計(jì)合適的輸入、輸出諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)將諧波阻抗調(diào)諧至所確定的高效率相位區(qū)域。為了減小電路復(fù)雜度和尺寸，如圖5所示，諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)和偏置電路共用了部分電路。通過(guò)在柵極和漏極偏置電路中分別加載一個(gè)扇形微帶線Stub1和Stub3，在B點(diǎn)和A點(diǎn)分別實(shí)現(xiàn)源二次諧波短路和負(fù)載二次諧波短路。為了對(duì)負(fù)載三次諧波進(jìn)行調(diào)諧，在輸出諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)中并聯(lián)了一段1/12波長(zhǎng)線TL7在A點(diǎn)實(shí)現(xiàn)三次諧波短路。當(dāng)A點(diǎn)和B點(diǎn)分別滿足負(fù)載二、三次諧波和源二次諧波短路時(shí)，分別在晶體管柵極和漏極串聯(lián)微帶線TL4和TL6對(duì)諧波源阻抗和諧波負(fù)載阻抗進(jìn)行調(diào)諧。

    當(dāng)串聯(lián)微帶線TL4和TL6調(diào)諧至合適的長(zhǎng)度和寬度時(shí)，通過(guò)諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)得到的諧波阻抗如圖6所示。在1.95～2.05 GHz基波頻率范圍內(nèi)，二、三次諧波負(fù)載阻抗分別落在83°～120°和60°～65°相位區(qū)域，二次諧波源阻抗落在230°～251°相位區(qū)域，三者均處于所確定的高效率相位區(qū)域內(nèi)。即所設(shè)計(jì)的諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)能夠很好地滿足功放的諧波阻抗要求。

3.2 基波匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

    由于在A點(diǎn)滿足負(fù)載二、三次諧波短路的阻抗條件，在B點(diǎn)滿足源二次諧波短路的阻抗條件。即后續(xù)所設(shè)計(jì)的基波匹配電路不會(huì)對(duì)已確定的諧波阻抗產(chǎn)生影響。因此，可以將設(shè)計(jì)好的諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)加入基波負(fù)載牽引電路確定功放B點(diǎn)處的最佳基波源阻抗和A點(diǎn)處的最佳基波負(fù)載阻抗。牽引得到的最佳基波源阻抗和負(fù)載阻抗分別為(338.35-j·0) Ω和(14.25-j·4.14) Ω，此時(shí)功放對(duì)應(yīng)的功率附加效率為84.75%，輸出功率為39.98 dBm。根據(jù)所確定的最佳基波源阻抗和基波負(fù)載阻抗，分別選用階梯阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)和L型匹配網(wǎng)絡(luò)完成了輸入、輸出基波匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。

3.3 功放整體仿真

    通過(guò)對(duì)功放整體電路的調(diào)諧和優(yōu)化，當(dāng)輸入功率為27 dBm時(shí)，基于動(dòng)態(tài)負(fù)載線GaN HEMT模型得到晶體管電流源端面的電流、電壓波形如圖7所示?？梢钥闯?，電流、電壓波形重疊面積很小，同J類功放波形類似，滿足高效率諧波調(diào)諧功放的要求。此時(shí)，功放功率附加效率和輸出功率分別為76.81%和39.10 dBm。其輸出頻譜如圖8所示，二次和三次諧波分量分別為-48.06 dBc和-37.66 dBc，實(shí)現(xiàn)了較好的抑制。

4 實(shí)物加工與測(cè)試結(jié)果

    為了驗(yàn)證以上設(shè)計(jì)方法，選用介電常數(shù)為3.48，厚度為30 mil的Rogers4350板材制作了一款如圖9所示的諧波調(diào)諧功放并將其安裝在銅制散熱片上。并使用安捷倫的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀8719ES、信號(hào)發(fā)生器E8257C和頻譜分析儀E4440A等設(shè)備搭建了測(cè)試平臺(tái)，對(duì)功放性能進(jìn)行了測(cè)試。

4.1 小信號(hào)測(cè)試

    功放小信號(hào)頻率響應(yīng)仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果如圖10所示?？梢钥闯觯瑴y(cè)試結(jié)果和仿真結(jié)果基本吻合，其中在2 GHz處功放輸入回波損耗的仿真值和實(shí)測(cè)值均優(yōu)于20 dB。功放小信號(hào)增益的仿真值和實(shí)測(cè)值均優(yōu)于17 dB。

    當(dāng)工作頻率為2 GHz時(shí)，功放輸出功率、增益、功率附加效率和漏極效率隨輸入功率變化的仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果如圖11、圖12所示。當(dāng)輸入功率為27 dBm時(shí)，功放測(cè)量到的輸出功率和增益分別為38.69 dBm和11.69 dB，功率附加效率和漏極效率分別為76%和81.53%。同仿真結(jié)果相比，測(cè)試結(jié)果有少許偏差，其主要原因是晶體管器件模型與實(shí)際晶體管器件之間的差別以及測(cè)試平臺(tái)所引入的衰減等因素導(dǎo)致的。

    當(dāng)輸入功率為27 dBm時(shí)，功放輸出功率、增益，漏極效率和功率附加效率隨頻率變化的仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果如圖13、圖14所示。在1.7～2.3 GHz頻率范圍內(nèi)，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合?？梢钥闯?，在2 GHz附近功放實(shí)現(xiàn)了39 dBm左右的輸出功率和70%以上的功率附加效率，滿足設(shè)計(jì)要求。

5 結(jié)論

    在晶體管寄生參數(shù)和封裝參數(shù)未知的情況下，本文基于動(dòng)態(tài)負(fù)載線GaN HEMT模型和負(fù)載牽引技術(shù)設(shè)計(jì)并制作了一款高效率諧波調(diào)諧功放。在理論分析的基礎(chǔ)上對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行了仿真、加工和測(cè)試，測(cè)試結(jié)果和仿真結(jié)果基本吻合，證明了采用該方法設(shè)計(jì)高效率功放的可行性。在滿足較高性能的同時(shí)，基于該方法所設(shè)計(jì)的功放還具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、調(diào)諧方便的優(yōu)點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)

[1] CRIPPS S C.RF power amplifiers for wireless communications[M].Norwood，MA：Artech House，2006.

[2] 陳思弟，鄭耀華,章國(guó)豪.高效率高諧波抑制功率放大器的設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2015(4)：76-78，84.

[3] GIANNINI F，SCUCCHIA L.A complete class of harmonic matching networks：synthesis and application[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2009，57(3)：612-619.

[4] 王振陽(yáng).新型寬帶高效率J類功率放大器的研究[D].合肥：中國(guó)科學(xué)技術(shù)大學(xué)，2014.

[5] 黃亮，李嘉進(jìn)，章國(guó)豪.一種應(yīng)用于LTE-A的雙功率模式寬帶功率放大器設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2017(9)：30-33.

[6] 朱守奎.高效率GaN HEMT F類/逆F類功率放大器研究和設(shè)計(jì)[D].天津：天津大學(xué)，2017.

[7] SOKAL N O，SOKAL A D.Class E-A new class of high-efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1975，10(3)：168-176.

[8] 張書(shū)源，鐘世昌.基于GaN HEMT的S波段的功率放大器設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2019，45(1)：45-47，56.

[9] 謝樹(shù)義.高效率與寬帶功率放大器研制[D].成都：電子科技大學(xué)，2013.

[10] LEE Y S，LEE M W，JEONG Y H.High-efficiency class-F GaN HEMT amplifier with simple parasitic compensation circuit[J].IEEE Microwave & Wireless Components Letters，2008，18(1)：55-57.

[11] SAYED A S，AHMED H N.A 10-W，high efficiency, broadband harmonically tuned GaN-HEMT power amplifier[C].2018 IEEE International Symposium on Circuits and Systems(ISCAS)，F(xiàn)lorence，2018：1-4.

[12] PENGELLY R S，PRIBBLE W，SMITH T.Inverse class-F design using dynamic loadline GaN HEMT models to help designers optimize PA efficiency[Application Notes][J].IEEE Microwave Magazine，2014，15(6)：134-147.

作者信息:

黃發(fā)良，游  彬

(杭州電子科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，浙江 杭州310018)