0 引言

    隨著光伏器件產業(yè)的蓬勃發(fā)展，射頻電源系統(tǒng)已廣泛存在于磁控濺射、等離子體增強型化學氣相沉積(PECVD)等各種應用場景^[1]。射頻電源系統(tǒng)的發(fā)展趨勢應向小型數(shù)字化靠攏，實現(xiàn)輸出功率連續(xù)可調、頻率穩(wěn)定、實時跟蹤負載變化以實現(xiàn)自動阻抗匹配、顯示入射與反射功率并給出電壓駐波比(SWR)、系統(tǒng)過壓過流過熱保護和故障報警等功能，同時遠程控制和數(shù)據存儲功能可以實現(xiàn)與其他設備的聯(lián)合使用^[2]。當前國內的射頻電源系統(tǒng)中的射頻功率源大多數(shù)使用電子管作為功率放大器, 其噪聲大、發(fā)熱量大、壽命低、頻率固定且工作電壓需要較高，使得以晶體管為核心的射頻電源系統(tǒng)吸引了研發(fā)人員的廣泛關注^[3]。相對而言晶體管射頻功率源的體積很小，其轉換效率高、噪聲系數(shù)低、使用壽命長，多個并聯(lián)設計亦可增大射頻輸出功率。從穩(wěn)定度方面來看，晶體管射頻功率源有更好的頻率穩(wěn)定度和功率穩(wěn)定度，其性能指標直接關系到儀器分析精度^[4]。從數(shù)字化的角度來看，數(shù)字式射頻功率源有更可靠更簡單的控制方式，可增加多種輸出頻率選擇以適配更多應用場景。

    本文設計的雙模射頻功率源為射頻電源系統(tǒng)的核心組件之一，可以實現(xiàn)大功率和雙頻率射頻信號的產生，由微處理器控制DDS信號源的頻率輸出及諧振網絡的切換，最終實現(xiàn)雙頻率選擇輸出。該系統(tǒng)主要由DDS信號源、驅動級、功率放大級和選頻網絡組成，其中放大級使用非線性的E類功率放大器。本文將著重對高效率E類功率放大器的工作機理與選頻網絡的設計進行理論推導和分析，并對其進行Multisim仿真驗證及板級測試。

1 雙模射頻功率源設計

    雙模射頻功率源主要由微處理器、電壓數(shù)字可調式直流電源、DDS信號源、驅動級、放大級和選頻網絡組成，其中DDS采用美國ADI公司的AD9850芯片；選用德國IXYS公司的MOSFTE及驅動器作為驅動級和放大級；利用數(shù)控式選擇開關切換選頻網絡。雙模射頻功率源框圖如圖1所示。

1.1 E類功率放大器工作原理

    功率放大級采用E類功率放大器模型，與其他類型功率放大器相比，其理論轉換效率可以接近100%^[5]，在高頻情況下仍然會保持高效率工作，目前已得到了廣泛的應用。E類放大器的晶體管在開關模式下工作^[6]，如圖2所示，C₀為并聯(lián)電容，同時也包括晶體管的輸出電容；直流電源V_DD通過射頻扼流圈RFC接入電路；L₁C₁組成高品質因數(shù)諧振網絡，作為帶通濾波器給負載R_L提供中心頻率處的正弦波形。為了實現(xiàn)E類功率放大器的高轉換效率，放大器作為一種開關器件，不僅需要快速的開關速度，而且需要較小的導通電阻^[7]。此外，若信號源占空比不是50%，則高頻情況下開關切換困難，所以信號源質量的優(yōu)劣也直接影響了E類功率放大器的工作效率，射頻信號源的設計在下一小節(jié)中給出。

    晶體管等效的開關實際上只會工作半個周期，在其導通的半個周期內，自身壓降V₁(t)會歸零，在其截止的半個周期內，電壓V₁(t)由一個圓形的正脈沖組成。高壓DC偏置電源通過射頻扼流圈L₀接入晶體管漏級。射頻扼流圈與等效開關形成了一個充放電回路。當開關斷開時，直流電源將能量送入扼流圈；開關導通時，扼流圈將能量送入其余回路。

    為了便于分析和推導E類功率放大器的理論模型，做如下假設：

    (1)晶體管為理想開關元件，無寄生電阻與電抗；

    (2)輸入射頻信號占空比為50%；

    (3)諧振網絡L₁C₁的品質因數(shù)Q很大，輸出為純正弦波形；

    (4)射頻扼流圈為理想電感，只允許直流通過；

    (5)負載R_L為理想電阻，阻值為50 Ω。

    圖3所示為理想狀態(tài)下高效率E類功率放大器的等效模型。

    E類功率放大器可以給R_L提供正弦信號，其幅值約為V_DD，則末級的輸出功率為P_out=V_DD²/2R_L，若想改變放大器輸出功率，在負載不變的情況下，只需改變直流偏置電壓即可實現(xiàn)。

    由上述公式可以得出當R_L=50 Ω時，射頻功率源分別工作在13.56 MHz和27.12 MHz兩種不同頻率模式下電路參數(shù)L₀、C₀、L₁、C₁的具體值，如表1所示。

1.2 射頻信號源

    射頻信號源的參數(shù)和穩(wěn)定性決定著射頻功率源是否能正常穩(wěn)定地工作。對于E類功率放大器而言，必須要考慮的是開關時延和信號穩(wěn)定度，并且最優(yōu)的工作狀態(tài)是晶體管的開關時延不能超過整個系統(tǒng)周期的5%。本設計所使用的信號源工作頻率為13.56 MHz和27.12 MHz，即開關時延必須在3.6 ns和1.8 ns以內。同時，針對德國IXYS公司的MOSFTE而言，其本身存在確定的開關損耗，這也限制了射頻功率源輸出效率的最大值。

    本文采用DDS作為射頻信號源，其頻率穩(wěn)定度完全可以滿足射頻電源0.005%的設計要求?？刂撇糠质褂肧TM32F103微處理器，通過串口連接觸摸顯示屏，進行兩種輸出頻率的選擇。同時，為了保證數(shù)字電路運行的可靠性，在DDS輸出端口與驅動級輸入端口之間加入1：1高頻變壓器，進行數(shù)字信號與模擬網絡的隔離。13.56 MHz頻率下信號源輸出波形如圖4所示。其中上升時間為3.1 ns，下降時間為2.95 ns，占空比50%。

1.3 選頻網絡

    在E類功率放大器中，晶體管的漏級輸出波形為半周期脈沖，可以看作是工作頻率下的基波和各次諧波分量疊加而成。所以由L、C串聯(lián)組成的諧振網絡的作用是保留基波，濾除高次諧波分量，使得射頻功率源輸出為工作頻率的標準正弦波^[8]。

    由于本設計實現(xiàn)兩種工作頻率，則需要兩套不同參數(shù)的諧振網絡組成選頻網絡。由微處理器控制繼電器實現(xiàn)兩個諧振網絡之間的切換。具體參數(shù)值在表1給出。

2 實驗結果及分析

    查閱IXYS公司MOSFET的數(shù)據手冊可知，不同柵源電壓下，其輸出電容值不同。這就使得在不同的直流偏置電壓下，等效并聯(lián)電容C₀在發(fā)生變化，電路偏離最優(yōu)狀態(tài)運行，導致輸出功率下降，轉換效率降低。即在不同的直流偏置電壓下有不同的轉換效率。分別對兩種工作頻率下的結果進行Multisim仿真，利用IXYS公司提供的SPICE仿真模型，針對驅動器和MOSFET的實際器件進行不同頻率下的仿真分析，其仿真數(shù)據見表2。

    由表2可以看出，在13.56 MHz的工作頻率下，可以通過增大直流偏置電壓的方式增大輸出功率。

    在直流偏置電壓為200 V時，輸出功率為485 W，轉換效率可以達到92.72%，同時在對本設計實物測試過程中，在負載良好匹配時，轉換效率也可以達到90%以上。這一參數(shù)遠遠優(yōu)于市面上中科院微電子所RFG-300固態(tài)射頻電源86%的轉換效率。

    本文實物測定了在等效50 Ω負載上的輸出波形，如圖5所示。輸入直流偏置電壓為150 V，測得的輸出功率為254 W，轉換效率90.1%。

    圖6所示分別為驅動級、MOSFET漏級和射頻功率源輸出三者的電壓波形。在驅動信號上升沿到來時，晶體管導通，漏源電壓被強制歸零。因為并聯(lián)電容C₀的存在，此時漏級電壓還未減小到零，同時MOSFET實際存在1.5 Ω的導通電阻，這段時間內電壓與電流不同時為零，則在此處產生功率的損耗。影響C₀的因素主要有兩個，一是隨漏源電壓V_DS的增大而減小，二是隨著溫度上升而增大。當出現(xiàn)功率的損失時，必定導致結溫上升，而結溫上升又會導致耗散功率的增加，最終燒毀MOSFET。所以合理的散熱也是非常必要的。通過上述公式計算得出的C₀理論值要小于MOSFET的實際輸出電容值，使得功率損失，效率下降。

    為了解決上述問題，考慮將等效并聯(lián)電容減小，本文采用并聯(lián)電感的方法，在MOSFET漏級與地之間串聯(lián)L₂和C₂。因為漏級電壓有直流分量，所以C₂的作用就是隔直流，當C₂的值遠遠大于并聯(lián)電容時，即可忽略不計。此處L₂=4 μH，C₂=1 000 pF。改進后的波形如圖7所示，消除了漏源電壓V_DS與漏級電流I_D同時存在的情況，提高了功率轉換效率。

    使用相同的驅動器與MOSFET測試電路在27.12 MHz工作頻率下的各項參數(shù)，在直流偏置電壓為200 V時，輸出功率為449 W，轉換效率可以達到87%。將兩種諧振頻率的諧振網絡通過繼電器接入電路，由人機交互界面發(fā)出指令，微處理器同時改變DDS輸出頻率和諧振網絡通路，從不同的輸出接口輸出，進而實現(xiàn)了雙頻率模式的工作狀態(tài)。經過原型機測試，達到了預期的實驗結果。

    最后使用美國國家儀器公司的數(shù)據采集卡，利用LabView上位機軟件對頻率穩(wěn)定度和功率穩(wěn)定度進行了測試，繪制輸出功率和頻率變化曲線，如圖8和圖9所示。經計算得出，工作在額定輸出功率時，功率穩(wěn)定度小于±0.5%，頻率穩(wěn)定度為±10 ppm。

3 結論

    經過電路仿真及板級調試，本文設計了數(shù)字化雙模高效率射頻功率源，實現(xiàn)了300 W射頻功率的長時間穩(wěn)定輸出。通過觸屏控制，可以實現(xiàn)13.56 MHz和27.12 MHz兩種輸出頻率的切換以及輸出功率連續(xù)可調。在13.56 MHz和27.12 MHz工作頻率下，輸出功率300 W時，轉換效率分別可以達到90.1%和88%。工作在額定輸出功率時，功率穩(wěn)定度小于±0.5%，頻率穩(wěn)定度為±10 ppm。

參考文獻

[1] JIANG C，HU C，WEI J，et al.Design of power supply system for the prototype RF-driven negative ion source for neutral beam injection application[J].Fusion Engineering and Design，2017，117：100-106.

[2] 馬梅彥.射頻電源研究綜述[J].電子測量技術，2016，39(12)：1-4.

[3] 劉繼舒.大功率射頻激光電源的仿真設計[D].武漢：華中科技大學，2009.

[4] 孫小桃.真空濺射系統(tǒng)射頻電源功率放大器和阻抗匹配關鍵技術的研究[D].合肥：合肥工業(yè)大學，2014.

[5] 花再軍，黃鳳辰，陳釗，等.一種新型串聯(lián)電感并聯(lián)調諧DE-1類功率放大器[J].電子技術應用，2018，44(8)：147-150.

[6] SOKAL N O，MEDIANO A.Redefining the optimum RF class-E switch-voltage waveform，to correct a long-used incorrect waveform[Z].2013.

[7] CANTRELL W H.Tuning analysis for the high-Q class-E power amplifier[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2000，48(12)：2397-2402.

[8] 陳思弟，鄭耀華，章國豪.高效率高諧波抑制功率放大器的設計[J].電子技術應用，2015，41(4)：60-62，68.

作者信息:

李亞東，趙二剛，俞  梅，衛(wèi)  娜，張建軍

(南開大學 電子信息與光學工程學院，天津300350)