0 引言

    集成電路的生產過程中，制造工藝會有一定的偏差，造成生產出的時鐘模塊的輸出不符合要求^[1]。因此需要通過改變trim值調節(jié)時鐘模塊的相關參數，將其輸出頻率修調至目標頻率范圍，從而提高芯片良率^[2-3]。

    進行修調時，當輸出頻率在目標頻率范圍之內時，認為修調成功，不再改變trim值，否則繼續(xù)修改trim值直到修調成功或者達到最大修調次數。改變trim值的方法通常有兩種。一種是遍歷法，一種是二分法。假設trim值是N bit。使用遍歷法時，trim值每次改變1，最大修調次數是2^N；使用二分法時，trim值每次改變2ⁿ，n為小于N的整數，最大修調次數是N。

    遍歷法控制簡單，當遍歷了所有的trim值時，能找到最優(yōu)的trim值，但測試時間較長。相比遍歷法，二分法中每次trim值的改變都會排除當前可取trim值范圍內一半的trim值，整個過程中只取幾個特殊的trim值，因此測試時間短，但存在可能找不到最優(yōu)trim值的問題。當只要求把時鐘頻率修調到目標范圍內且不需要尋找到最優(yōu)trim值時，使用二分法可以節(jié)省較多的測試時間，降低測試成本，且N值越大，節(jié)省的時間越多。

    本文利用二分法設計時鐘模塊的自動修調電路，可以對時鐘模塊進行快速修調，降低測試成本。

1 二分法原理

    二分法常用于求函數零點的近似值，原理是：取函數f(x)零點所在區(qū)間[a，b]的中點，比較區(qū)間中點處的值f((a+b)/2)和0的大小，根據比較結果用(a+b)/2代替a或者b，重復上述步驟，使區(qū)間的兩個端點逐步逼近零點，進而就可求得零點近似值。該方法的使用條件是：函數f(x)在區(qū)間[a，b]上連續(xù)且f(a)·f(b)<0。

    將二分法應用到時鐘模塊的修調中，假設時鐘模塊可取的trim值范圍是[trim_l，trim_h]，時鐘頻率和trim值的關系是f(trim)，目標頻率范圍是[f_l，f_h]。根據二分法的使用條件，可知，當[f(trim_l)-f_h]·[f(trim_h)-f₁]<0時，可以使用二分法來求滿足條件的trim值。

    另外，由于trim值是離散的，當 trim的step大于目標頻率的變化范圍時，可能不存在使時鐘模塊的輸出處于目標頻率范圍內的trim值，如圖1所示。

    圖1中trim step大于目標頻率的變化范圍，導致每個trim值都無法對應到目標頻率范圍內，找不到滿足要求的trim值。因此設定的目標頻率變化范圍應該大于trim step并且在芯片正常工作要求的范圍之內。

2 自動修調電路設計

    自動修調電路主要由脈沖同步器Syn、計數器Counter、比較器Compare、修改trim值模塊Adjust組成。修調電路的構造以及和外部ATE、時鐘模塊OSC的連接關系如圖2所示，pulse是ATE提供的慢速脈沖，clk是需要修調的時鐘，trim_value[N-1:0]是OSC模塊的trim值。

    修調電路的工作原理如圖3所示，圖中c1是在ATE提供的脈沖高電平期間對clk進行計數的計數值；c2是脈沖個數計數器。為了簡化電路設計，不采用比較clk實際頻率和目標頻率范圍的方法判斷是否修調成功，而是將目標頻率范圍[f_l，f_h]轉化成計數器c₁的目標取值范圍[Llimit，Hlimit]，如果計數結束時c₁的值在[Llimit，Hlimit]之間，則認為修調成功。本文假設OSC輸出時鐘頻率隨著trim值的增加大致呈增加趨勢。

    trim的初始值設為中間值2^N-1，c₁和c₂的初始值設為0。

    修調電路接收ATE提供的慢速脈沖pulse和OSC的輸出時鐘clk。在pulse的高電平期間對clk計數，高電平結束后，將計數值c₁與設定的計數值上下限比較。比較結果有三種情況:(1)c₁大于Llimit并且小于Hlimit，說明OSC輸出頻率處于目標頻率范圍，修調成功；(2)c₁大于上限Hlimit，說明OSC輸出頻率高于目標頻率范圍，將trim值向降低OSC輸出頻率的方向調整；(3)c₁小于Llimit，說明OSC輸出頻率低于目標頻率范圍，將trim值向增高OSC輸出頻率的方向調整。比較結果為(2)和(3)兩種情況時，調整trim值之后重復上述步驟。如果輸入N次慢速脈沖后仍然沒有修調成功，那么認為不能通過改變trim值將時鐘模塊的輸出頻率修調到目標范圍，修調失敗。

3 慢速脈沖同步和測量誤差

    ATE輸出的pulse和OSC輸出的clk是異步關系，所以需要將pulse同步到clk時鐘域之后使用。同步電路用兩級級聯(lián)的寄存器實現，如圖4所示。

    假設pulse寬度等于(m+n)T，其中m為任意正整數，n為小于1的任意實數，T為clk的周期。同步后的pulse_syn相對同步前的pulse脈沖寬度會有所改變，最大誤差是pulse_syn的脈寬比pulse的脈寬近似多一個clk周期或者少一個clk周期，因此clk的計數結果cnt1與m+n的最大差值的約等于±1。

    以m=2為例對同步前后的脈沖寬度進行分析，如圖5所示。

    當n=0時，pulse可能會被2或者3個clk上升沿采集到。被兩個上升沿采到時，不會發(fā)生亞穩(wěn)態(tài)，同步前后的脈沖寬度不變，如圖5(a)所示；被三個上升沿采到時，脈沖的前后沿都會發(fā)生亞穩(wěn)態(tài)，亞穩(wěn)態(tài)穩(wěn)定結果的隨機性使得同步前后的脈沖寬度不同^[5]，如圖5(b)～圖5(e)所示。

    從圖5中可以看出當同步前的脈沖寬度等于2倍clk周期時，同步后的脈沖寬度可能是1、2、3個clk周期，同步造成的脈寬誤差最大是1個clk周期。當n≠0時，pulse可能被 2個或者3個或者4個clk上升沿采集到，分析方法同n=0，同步后脈寬最大誤差約等于1個clk周期。

    下面分析因為脈寬變化導致的clk頻率測量誤差。

    同步之前的脈沖寬度為：

    由式(5)可知，ATE提供的脈沖寬度越寬，頻率測量誤差越小。

    增加脈沖寬度可以減小測試誤差，但同時也會增加測試時間，因此需要在測試誤差和測試時間之間進行平衡。

    另外，為了保證trim值的每次改變都能有效地體現出來，不被脈沖同步所造成的誤差掩蓋，在脈沖寬度不變的情況下，trim值最低位的改變應使計數器c1的值至少改變2。為了滿足該要求，設脈沖寬度最少應該是b s。假設OSC的trim step是a Hz，那么：

式中單位是秒。

    通過上述分析，可知慢速脈沖的寬度應該由測量誤差和trim step共同決定。

4 仿真結果

    根據二分法原理設計時鐘模塊自動修調電路，被修調的時鐘模塊的頻率和trim值是單調增加的關系，trim位寬為5，trim step大約是f_step=1.5%×2 MHz。目標頻率是f_target=2 MHz，接收的頻率范圍是f_target±2%，即1.96 MHz～2.04 MHz，要求測量誤差小于±1%。由式(1)、式(5)得到的最小脈沖寬度為100/(1.96×10⁶)≈51.02 μs；由式(6)得到的最小脈沖寬度為2/f_step=2/(2×10⁶×0.015)≈66.7 μs。因此最小脈沖寬度為66.7 μs。為了減少測量誤差且測試時間在承受范圍內，此處選擇500 μs的脈沖寬度。計數器c₁的上下限分別對應于2.04 MHz和1.96 MHz，它們的值分別是1 020和980。仿真結果如圖6所示，為了方便觀察，將c₁的值轉化模擬波形顯示。圖6(a)中在輸入第3次脈沖后success信號變高，表示自動修調成功。修改時鐘模型后再次進行仿真，如圖6(b)所示，在最大修調次數，即輸入第5次脈沖后fail信號變高，表示時鐘模塊的輸出偏離目標范圍太多，無法通過修調使其輸出頻率滿足要求。

    從仿真結果可以看出，對于trim位寬為5的時鐘模塊，設計的自動修調電路能夠在不多于5次輸入脈沖后給出修調結果。

5 結論

    對集成電路的時鐘模塊進行測試時，需要尋找處于目標頻率范圍的trim值。為了減少測試時間，設計自動修調電路，修調電路使用二分法改變trim值，二分法相對遍歷法具有更快的收斂速度，trim值的變化范圍越大，二分法在測試時間上的優(yōu)勢越明顯。ATE提供的最小脈沖寬度應該由允許的測量誤差和trim step共同決定。

參考文獻

[1] 葛南，陳東坡.ATE測試中的Bandgap Trim技術研究[J].微電子學與計算機，2015，32(4)：70-78.

[2] 葛南.DC_DC Buck芯片ATE測試中的Trim技術研究[D].上海：上海交通大學，2015.

[3] 李俠.離線式開關電源控制芯片功率器件及部分子電路設計[D].成都：電子科技大學，2011.

[4] 李文昌，王繼安，李威，等.修調技術在高精度集成電路中的實現[J].微處理機，2006(1)：1-2.

[5] 吳厚航.深入淺出玩轉FPGA [M].北京：北京航空航天大學出版社，2010.

作者信息：

孟  博1，2，顏  河1，2，管金鳳1，2

(1.北京智芯微電子科技有限公司 國家電網公司重點實驗室 電力芯片設計分析實驗室，北京100192；

2.北京智芯微電子科技有限公司 北京市電力高可靠性集成電路設計工程技術研究中心，北京100192）