0 引言

    光伏發(fā)電系統(tǒng)中，太陽能電池發(fā)電效率決定了光能的使用率，在動態(tài)環(huán)境下，維持電池板工作在最大功率是保證最大程度利用太陽能的關鍵。實際應用中，多采用爬坡法結(jié)合Boost電路對電池板輸出功率進行調(diào)節(jié)^[1]。因此Boost電路的性能在很大程度上決定了跟蹤的速度和精度，影響著開關管開通關斷時間及器件電壓應力，間接影響光伏電池MPPT（最大功率點跟蹤）系統(tǒng)的壽命^[2-3]。

    傳統(tǒng)Boost電路電壓增益為V(1-D)，輸出紋波較大。為減小輸出紋波，同時降低器件電壓應力，出現(xiàn)了并聯(lián)交錯Boost電路^[4-6]，該結(jié)構(gòu)由兩組電感和開關管構(gòu)成的回路并聯(lián)而成，開關管交替導通，在一定程度上降低了開關器件和二極管的電壓應力，輸入電流紋波低。

    但由于傳統(tǒng)Boost電路及并聯(lián)交錯Boost電路輸出電壓增益相同，在應對普通低電壓場合時能夠滿足需求，當升壓需求增大時，電路工作占空比會隨之呈正比例增大，因升壓能力限制而造成開關器件在高占空比下長久使用，會縮短其壽命。因此具有高增益的改進型電路應運而生，如加入了開關電感的Boost電路^[7-8]、具有開關電容的并聯(lián)交錯Boost電路^[9]以及增加輸出電容從而提升升壓能力的并聯(lián)交錯Boost電路^[10-11]和增加耦合電感的并聯(lián)交錯電路^[12-13]等。

    本文在并聯(lián)交錯Boost電路基礎上，提出了一種基于開關電感的并聯(lián)交錯Boost電路，將并聯(lián)交錯電路中的電感替換成由三個二極管和兩個電感構(gòu)成的開關電感形式，電路繼承了并聯(lián)交錯Boost電路的低紋波優(yōu)勢，同時加入的開關電感取代了單一的電感，使得電路在運行過程中同一占空比下輸出增益更大。其適用于對控制精度和升壓效果要求較高的MPPT應用。

1 改進型并聯(lián)交錯Boost電路工作狀態(tài)分析

    改進型Boost電路如圖1所示，利用開關電感結(jié)構(gòu)替代了傳統(tǒng)Boost電路單電感的工作結(jié)構(gòu)，每組開關電感由兩個電感和三個二極管構(gòu)成，且L₁=L₂=L₃=L₄=L。

    電路工作時采用并聯(lián)交錯電路控制模式，兩個開關管占空比相同，但開關管S₂比開關管S₁滯后半周期導通(相位差180°)，主要工作狀態(tài)分為四個階段，如圖2所示。具體過程如下：

    (1)第一階段t₁～t₂(圖2(a))，S₁導通，S₂關斷。二極管D₁、D₃、D₅導通，D₂、D₄、D₆截止；電感L₁、L₂并聯(lián)充電，充電電壓為V_i，L₃、L₄串聯(lián)放電，電流為i₂。

    (2)第二階段t₂～t₃(圖2(b))，S₁關斷，S₂關斷。二極管D₂、D₅導通，D₁、D₃、D₄、D₆截止。電感L₁、L₂串聯(lián)放電，電流為i₁，L₃、L₄串聯(lián)放電，電流為i₂。

    (3)第三階段t₃～t₄(圖2(c))，S₁關斷，S₂導通，二極管D₂、D₄、D₆導通，D₁、D₃、D₅截止。電感L₁、L₂串聯(lián)放電，電流為i₁，L₃、L₄并聯(lián)充電，充電電壓為V_i。

    (4)第四階段t₄～t₅(圖2(d))，S₁導通，S₂導通。二極管D₁、D₃、D₄、D₅導通，D₂、D₅截止。電感L₁、L₂并聯(lián)充電，充電電壓為V_i，L₃、L₄并聯(lián)充電，充電電壓為V_i。

    四個階段電感電壓和電容電流ic的關系如圖2(a)～圖2(d)。

2 改進型并聯(lián)交錯Boost電路分析

2.1 輸出電壓增益

    因占空比決定了Boost電路不同的工作模態(tài)，在一個周期中，當占空比處于0<D<0.5和處于0.5≤D<1時，單周期內(nèi)系統(tǒng)所包含的工作狀態(tài)因S₁、S₂開通與關斷時間不同而有所區(qū)別，如圖3所示，圖中數(shù)字表示對應的工作狀態(tài)?，F(xiàn)對系統(tǒng)連續(xù)工作模式下不同占空比情況進行分析：

    (1)占空比0<D<0.5

    在一個周期中，此時有三種不同的工作狀態(tài)，分別是S₁導通、S₂關斷(第一階段)，S₁關斷、S₂關斷(第二階段)和S₁關斷、S₂導通(第三階段)，如圖3(a)所示。

    對該周期采用平均周期建模法，一個周期內(nèi)電感上的平均電壓大小有：

    將式(1)、式(2)化簡得：

    (2)占空比0.5≤D<1

    此時電路在一周期中有S₁導通、S₂導通(第四階段)，S₁導通、S₂關斷(第一階段)和S₁關斷、S₂導通(第三階段)三種工作狀態(tài)，如圖3(b)所示。同理分析可得式(6)相同結(jié)論。

    綜上分析，本改進型并聯(lián)交錯Boost電路工作在0<D<1情況下電壓增益為：

相比于傳統(tǒng)Boost，電壓增益增加了D/(1-D)。

2.2 輸入電流紋波

    如前面所述，當電路工作在不同占空比(0<D<0.5和0.5≤D<1)時，輸入電感的紋波也會由此分為兩種情況討論，電流與開關信號之間的關系如圖4所示。

    (1)當0<D<0.5時，合成電流為i，占空比D_i=2D。在任意一個D_iT_S/2時間段內(nèi)，開關管S₁導通、S₂關斷，作用效果相同。選擇i₁所在支路S₁處于關斷狀態(tài)，電感L₁、L₂串聯(lián)放電；i₁所在支路S₂處于導通狀態(tài)，電感L₃、L₄并聯(lián)充電。

3 仿真分析驗證

3.1 恒壓輸入下輸出性能仿真

    電感、電容和電阻的取值分別為：L₁=L₂=L₃=L₄=L=4×10^-4H，C=2×10^-4F，R=5 Ω。分別對傳統(tǒng)Boost電路和本電路進行對比仿真。輸入電壓V_i=10 V，占空比分別取0.2、0.5、0.8，如圖5所示，其中虛線為改進后電路輸出電壓，實線為傳統(tǒng)Boost電路輸出電壓。改進型拓撲結(jié)構(gòu)明顯具有更好的升壓優(yōu)勢，與理論計算基本符合。

3.2 光伏電池最大功率跟蹤仿真

    假設電池工作環(huán)境溫度T=25 ℃，在0~1 s區(qū)間，最大光照輻射強度S=1 000 W/m²，其中0.5~0.7 s區(qū)間，光照輻射強度逐步下降至S=250 W/m²并逐步回升。L₁=L₂=L₃=L₄=L=1.03×10^-3H，C=1×10^-3F，R=20 Ω。MPPT策略采用傳統(tǒng)擾動觀察法。

    圖6(a)為光伏電池輸出功率時間曲線。當仿真開始，輸出功率逐步提升到260 W左右；在t=0.5 s時，輻照強度逐步下降至S=250 W/m²，輸出功率降低至65 W左右，隨后隨著輻照強度上升，輸出功率也隨之上升，并回升至260 W，調(diào)節(jié)時間為0.035 s左右?？梢姳靖倪M型拓撲能夠?qū)崿F(xiàn)光伏電池最大輸出功率的實時跟蹤，且跟蹤響應速度較快，輸出性能穩(wěn)定。

    圖6(b)為改進型拓撲輸入端電流，i₁、i₂分別為S₁、S₂對應回路輸入電流；i為光伏電池輸出電流即改進型拓撲輸入總電流?？梢娸斎腚娏鱥頻率為i₁、i₂的2倍，且紋波經(jīng)兩路電流合成后明顯降低，合成電流脈動范圍為7.55~7.63 A，紋波較小，且與理論計算相符。

    圖7為改進型拓撲輸出電壓及電流仿真波形，穩(wěn)定狀態(tài)最大輸出電壓為72 V，根據(jù)光伏電池輸出電壓35 V計算可知，開通占空比為0.345左右，而傳統(tǒng)拓撲達到此穩(wěn)定狀態(tài)開關占比需在0.5左右，在一周期中，改進型拓撲開關管開通時間明顯減少，且能達到相同升壓控制效果。

4 結(jié)論

    本文提出的開關電感并聯(lián)交錯Boost電路，輸出電壓增益較傳統(tǒng)拓撲升壓倍率提升了D/(1-D)，且繼承了并聯(lián)交錯Boost電路低輸入電流紋波的特點。仿真驗證了拓撲的升壓能力是傳統(tǒng)拓撲的(1+D)倍；且在動態(tài)輸入環(huán)境下，其跟蹤的可靠性和穩(wěn)定性，驗證該拓撲能夠應用于光伏電池最大功率點跟蹤。

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作者信息:

潘  健，劉天俊，黎家成

（湖北工業(yè)大學 太陽能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，湖北 武漢430068）