0 引言

    可穿戴設(shè)備是穿戴于人體的小型的計(jì)算與傳感系統(tǒng)，用來周期性地跟蹤、存儲(chǔ)、處理關(guān)鍵的人類生理、活動(dòng)、事件等參數(shù)^[1]。但現(xiàn)有的電池技術(shù)增加了成本、體積及重量，同時(shí)電池需要定期充電，更換，這些問題都制約了可穿戴設(shè)備的用戶體驗(yàn)^[2]，人們把目光轉(zhuǎn)向環(huán)境能量收集。用于可穿戴設(shè)備的環(huán)境能量收集方式有多種，包括熱能、震動(dòng)等，其中，RF能量收集有著自身的優(yōu)勢(shì)，因?yàn)樗陨砭褪请娔芰渴占?，不需要熱梯度或活?dòng)部件等能量轉(zhuǎn)換或傳感器件^[3]，當(dāng)然相應(yīng)的天線或線圈不可或缺。本論文著手于環(huán)境中充斥的電磁波能量，給出了一種小體積的可用于可穿戴設(shè)備的電磁波能量收集電路，并測(cè)量了其性能。

    從目前環(huán)境的電磁波能量分布來看，在微波頻段，CDMA800（810~870 MHz）,GSM900與GSM1800頻段的能量是最穩(wěn)定的^[3-5]。根據(jù)Friis自由空間損耗公式，頻率越高，衰減越大，因而需要選擇頻率較低的頻段。同時(shí)又考慮到可穿戴設(shè)備的特點(diǎn)，需要盡可能小的天線尺寸，因而本篇論文的測(cè)試電路最終選擇了GSM900頻段進(jìn)行對(duì)環(huán)境能量收集的可行性驗(yàn)證。

    根據(jù)GSM900頻段使用情況^[6]，上行890~915 MHz，下行935~960 MHz。在距離GSM900基站25 m到100 m的區(qū)域，室內(nèi)與室外功率密度分布在0.3 mW/m²~3 mW/m²范圍內(nèi)^[7-9]。

    根據(jù)公式^[10]：

    可得到天線接收功率范圍為8 μW~100 μW，其中100 μW功率由20 m處功率密度估算值4.6 mW/m²確定，也就是說，在基站20 m~100 m范圍內(nèi)，天線可接收到-21 dBm~-10 dBm之間的功率。式中P_r為接收功率(mW)，P_u為功率密度(mW/m²)，(λ²/4π)為天線有效面積，G_r為接收天線增益，估算中取常見的全向接收天線增益，10lg(G_r)=3 dBi。

    在上述功率范圍內(nèi)，采用分立元件實(shí)現(xiàn)的能量收集電路，其效率一般在10%左右^[11-13]。得到轉(zhuǎn)換后的可用直流功率范圍在0.8 μW~10 μW之間。最近出現(xiàn)一些可穿戴設(shè)備上的傳感器功耗在0.1 μW~20 μW之間^{[9，14]}，如文獻(xiàn)[9]中的quartz watch 的功耗為5 μW，而文獻(xiàn)[14]的可穿戴生物醫(yī)學(xué)信號(hào)捕獲與數(shù)字化部件，即超低功耗的模擬前端（AFE：anolog front end）與ADC的功耗僅0.343 μW。因而射頻能量收集電路可用來為這些傳感器提供能量供給，如是可穿戴設(shè)備在啟動(dòng)信號(hào)處理前的時(shí)段無需啟動(dòng)電池供能。

1 GSM頻帶能量收集電路

    電磁能量收集電路的原理框圖如圖1所示，射頻電磁能量經(jīng)天線接收后，再經(jīng)倍壓整流電路轉(zhuǎn)換為直流電，最后將直流電能以電荷形態(tài)存儲(chǔ)于電容器件。本文測(cè)試電路設(shè)計(jì)主要針對(duì)GSM頻段，故而考慮收集整個(gè)GSM頻帶范圍內(nèi)的能量。在GSM下行935~960 MHz范圍25 MHz帶寬內(nèi)，載頻間隔200 kHz，共124個(gè)頻點(diǎn)。在移動(dòng)通信中，用戶通信會(huì)使用不同的載頻，因此能量收集電路應(yīng)在整個(gè)頻帶內(nèi)都有良好的接收性能。這就需要在天線與倍壓整流電路之間有一個(gè)設(shè)計(jì)良好的匹配網(wǎng)絡(luò)。本論文驗(yàn)證電路采用分立元器件進(jìn)行電路的搭建，而分立元件本身由于寄生效應(yīng)可能會(huì)引入較大的損耗，因此要求匹配元件數(shù)量越少越好，故而采用最為簡單的雙電抗元件匹配網(wǎng)絡(luò)。

1.1 天線

    考慮到實(shí)際應(yīng)用環(huán)境的不確定性，天線應(yīng)選用全向天線采集環(huán)境能量。例如可采用市場(chǎng)上常見的GSM900M天線ZDGSMCDMATS004，其主要技術(shù)指標(biāo)為：頻率范圍890~960 MHz/1 710~1 880 MHz，增益3 dBi，輸入阻抗50 Ω，駐波比≤1.5，最大功率50 W。

1.2 2倍壓整流電路

    天線接收到的是交流信號(hào)，且信號(hào)能量較小，因此需要采用倍壓整流電路以提高輸出電壓，這里單級(jí)倍壓電路采用Cockcroft-Walton Voltage Multiplier模型^[15]。N級(jí)整流倍壓電路模型^[21]如圖2所示。倍壓級(jí)數(shù)的增多意味著能量損耗的增大，因此在輸出電壓可用的前提下應(yīng)盡可能減少倍壓電路的級(jí)數(shù)。

    圖2模型中，C11，D11，D21，C21構(gòu)成1級(jí)倍壓電路，依次類推，電路構(gòu)成N級(jí)倍壓電路。該模型中的C11~C1n，C21~C2n需要具有高頻、高Q值特性。Cout=C2n作為最后一級(jí)的輸出存儲(chǔ)電容，可選用通用電容。

    由于環(huán)境能量屬于微弱能量，二極管應(yīng)選擇具有零偏特性的肖特基二極管，測(cè)試選擇avago公司的HSMS-285x系列，其正向?qū)妷篤F(forward voltage)為150 mV，工作頻率<1.5 GHz^[16]。

    二極管的spice參數(shù)及其封裝寄生參數(shù)如圖3所示^[16]。

    在匹配狀態(tài)下，N級(jí)倍壓電路整流輸出電壓公式如下^[17]：

    其中，P_rf為天線接收功率；R_dbl為二極管等效阻抗中的電阻部分；R_ant為天線阻抗中的電阻部分；n為二極管的非線性因子；V_T為熱電壓；I_s為二極管的反向飽和電流；χ為二極管峰值電流與漏電流的比率，I_leakage是一個(gè)經(jīng)驗(yàn)值；為存儲(chǔ)電容（圖2中的C21，C22,…C2N=Cout）的漏電流。

    依據(jù)文獻(xiàn)[17]，取R_dbl=3 250 Ω@900 MHz，R_ant=50 Ω，n=1.06，Is=3 μA，χ=9.7，I_leakage=1.5 μA，V_T=26 mV@25 ℃，得到V_REC~P_rf關(guān)系曲線如圖4所示。

    由圖中曲線可知，在-20 dBm~-10 dBm范圍內(nèi)，1~2級(jí)電路可以較好地滿足可穿戴生物醫(yī)學(xué)信號(hào)捕獲與數(shù)字化部件1 V，343 nW^[14]及生物醫(yī)學(xué)傳感器接口芯片1 V，450 nW^[22]的工作電壓要求。由于接收信號(hào)功率較低，級(jí)數(shù)的增多意味著損耗的增大，我們選擇1級(jí)和2級(jí)電路進(jìn)行測(cè)試。

1.3 匹配電路

    匹配電路應(yīng)確保天線接收電磁能量有效被倍壓整流電路吸收，因而是測(cè)試電路轉(zhuǎn)換效率的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，需要選擇精確度較高的器件以對(duì)準(zhǔn)頻率，同時(shí)為了減少損耗，需要減少匹配器件的數(shù)量，測(cè)試電路采用L型（雙電抗元件）匹配電路。匹配電路參數(shù)可以通過兩種方式獲取，一個(gè)是仿真，另一個(gè)就是在實(shí)際電路中使用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)倍壓整流電路進(jìn)行S參數(shù)測(cè)試后做匹配電路設(shè)計(jì)。我們先對(duì)電路進(jìn)行仿真，確定匹配電路器件參數(shù)的范圍，其后對(duì)實(shí)際電路進(jìn)行網(wǎng)分測(cè)試校正，以確保最終接收效果。

    根據(jù)圖2、圖3的電路模型，仿真確定一級(jí)與兩級(jí)倍壓電路的匹配路徑。在GSM下行935-960 MHz頻段，在中心頻點(diǎn)947.5 MHz上進(jìn)行仿真分析。

    圖5給出了匹配效果，對(duì)應(yīng)的L型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖6所示，兩個(gè)電抗元件均采用電感，圖中還給出了匹配電感的參數(shù)。

    仿真分析設(shè)計(jì)中的電感元件參數(shù)取值如圖6所示，商用電感器件只有整數(shù)取值且寄生效應(yīng)嚴(yán)重，即使不考慮寄生效應(yīng)，對(duì)于高Q值匹配電路而言，電感數(shù)值微小的變化也會(huì)帶來匹配中心頻率的嚴(yán)重偏差。例如，將圖6中1級(jí)倍壓電路的匹配電路電感L₁=49.192 076取整為49 nH，仿真S11參數(shù)前后變化如圖7所示，其中粗線為L1取整后的仿真結(jié)果。

    仿真顯示，L₁取整前中心頻點(diǎn)為947.5 MHz 同時(shí)S11=-68.993 dB,而取整后中心頻點(diǎn)為949.2 MHz同時(shí)S11=-51.566 dB。微小的電感變化（0.3%），導(dǎo)致中心頻點(diǎn)偏移了1.7 MHz，而信號(hào)覆蓋帶寬不過25 MHz。在市場(chǎng)上購買到的商用電感，在10 nH~100 nH之間只有整數(shù)值的，且不連續(xù)。例如最接近L₁=49.192 076的商用電感取值為47 nH。采用L₁=47 nH的匹配電路，仿真顯示，中心頻點(diǎn)將偏移到968.0 MHz同時(shí)S11=-31.6 dB。如果考慮寄生效應(yīng)，還會(huì)帶來其他影響，如轉(zhuǎn)換效率的降低。為了避免這種情況，本測(cè)試電路采用的是自制的繞線電感，用于匹配電路的調(diào)試，可以通過調(diào)整線圈的長度，直徑，間距等達(dá)到最佳匹配狀態(tài)。

    實(shí)際電路匹配后電路S11參數(shù)測(cè)試如圖8所示，可見，在GSM下行935-960 MHz整個(gè)頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了良好的匹配。

2 電路特性分析

    實(shí)際測(cè)試電路如圖9所示，PCB板材使用RO4003C。

    為了獲得穩(wěn)定可靠的測(cè)試效果，測(cè)試信號(hào)源使用CW(continuous-wave)50-Ω，頻率采用GSM900（下行935~960 MHz）的中心頻點(diǎn)：947.5 MHz。

    轉(zhuǎn)換效率計(jì)算公式如下：

    為觀察在GSM下行935-960 MHz整個(gè)頻帶內(nèi)轉(zhuǎn)換效果，針對(duì)1級(jí)倍壓電路和2級(jí)倍壓電路，在其中心頻點(diǎn)947.5 MHz、邊沿頻率935 MHz與960 MHz分別測(cè)試了輸出電壓，并根據(jù)式(3)獲得了對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換效率，如表1～表4所示。

    從表1和表2可以看出，1級(jí)倍壓電路最高轉(zhuǎn)換效率可達(dá)到33.91%，但此時(shí)輸出直流電壓在1 V以下，無法滿足1 V電源電壓的應(yīng)用^[14，22]需求。

    表3和表4可以看出，2級(jí)倍壓電路對(duì)負(fù)載及功率的適用范圍較1級(jí)倍壓電路有了較大的提高。

    表5是針對(duì)采用分立元件和集成電路的典型論文在相同的輸入功率情況下的轉(zhuǎn)換效果對(duì)比。

    表1～5列出本論文在常見負(fù)載下二級(jí)倍壓電路的輸出電壓和效率，同時(shí)列出出現(xiàn)最高轉(zhuǎn)換效率的條件，并和同類論文進(jìn)行對(duì)比?？梢钥闯觯谙嗤斎牍β?，相近負(fù)載的情況本論文實(shí)現(xiàn)了較高的效率。其中文獻(xiàn)[19]沒有做匹配，射頻信號(hào)經(jīng)天線接收直接進(jìn)入倍壓電路，故轉(zhuǎn)換效率較低；文獻(xiàn)[20]使用了CMOS集成電路，由于硅基底導(dǎo)致匹配電感品質(zhì)因數(shù)低，更為重要的是它采用了17級(jí)倍壓電路，導(dǎo)致其轉(zhuǎn)換效率較低；文獻(xiàn)[11]使用了商用電感、電容器件實(shí)現(xiàn)匹配電路，估計(jì)其采用的商用器件取值不連續(xù)等原因而很難達(dá)到最佳匹配，同時(shí)文獻(xiàn)[11]采用的FR4板材，其介質(zhì)損耗角正切一般在0.015左右，遠(yuǎn)大于本文采用的RO4003C板材的0.0021介質(zhì)損耗角正切，同時(shí)它采用了7級(jí)倍壓電路，從而其效率也低于本論文測(cè)試電路。

3 結(jié)論

    本文介紹了在GSM頻段RF環(huán)境能量接收實(shí)用的可能性，轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)組成，匹配電路的選擇，并在RO4003C板材上進(jìn)行了電路制作測(cè)試。本論文采用了自制繞線電感，經(jīng)精心調(diào)試，獲得了遠(yuǎn)高于其他已發(fā)表論文電路的轉(zhuǎn)換效率。為了保證電路對(duì)GSM下行全頻帶的適應(yīng)性，分別對(duì)下邊沿頻率935 MHz及上邊沿頻率960 MHz進(jìn)行了測(cè)試，證明了在相同功率和負(fù)載下，在GSM下行頻帶內(nèi)頻率的變化對(duì)本論文提供測(cè)試電路的轉(zhuǎn)換效率影響很小。

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作者信息：

梁東偉，李國林

（清華大學(xué) 電子工程系，北京100084）