0 引言

    射頻識(shí)別（RFID）是物聯(lián)網(wǎng)最常用的一類自動(dòng)識(shí)別技術(shù)，隨著物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用的推廣與深化，對(duì)于RFID的性能提出了越來(lái)越高的要求。由閱讀器與標(biāo)簽組成的RFID系統(tǒng)中，標(biāo)簽的功耗成了制約RFID 系統(tǒng)擴(kuò)大應(yīng)用范圍的瓶頸，標(biāo)簽的功耗降低，則系統(tǒng)工作距離越遠(yuǎn)，靈敏度提高，因此RFID標(biāo)簽芯片研究的一個(gè)重要方向就是降低芯片功耗。

    本文在ISO-18000-TYPE C標(biāo)準(zhǔn)的基礎(chǔ)上，提出新的等效判決方法，并從理論上推導(dǎo)出RFID標(biāo)簽芯片解碼電路的更低工作時(shí)鐘頻率。工作電路在采用更低工作頻率的同時(shí)，設(shè)計(jì)上也應(yīng)用了一系列方法保障標(biāo)簽的工作精度和標(biāo)簽的協(xié)議一致性要求，顯著降低RFID芯片的工作功耗。

1 解碼時(shí)鐘頻率是系統(tǒng)功耗的關(guān)鍵

1.1 標(biāo)簽芯片結(jié)構(gòu)

    UHF RFID無(wú)線頻率介于860~960 MHz之間，支持多標(biāo)簽同時(shí)讀寫(xiě)，傳輸距離可達(dá)到幾米、甚至十幾米遠(yuǎn)。UHF RFID標(biāo)簽芯片通常由基帶處理（編解碼）、協(xié)議解析、存儲(chǔ)、電源管理等數(shù)模電路組成，如圖1所示。

    工作時(shí)RFID閱讀器向RFID標(biāo)簽發(fā)送命令，標(biāo)簽解析命令并回應(yīng)。從閱讀器到標(biāo)簽稱為下行鏈路，標(biāo)簽到閱讀器稱為上行鏈路。下行鏈路采用PIE(Pulse Interval Encoding)編碼。ISO 18000-6[1]規(guī)定PIE的前導(dǎo)碼(preamble)中Tari是閱讀器到標(biāo)簽的參考時(shí)間值，數(shù)據(jù)“0”用一個(gè)Tari長(zhǎng)度表示，數(shù)據(jù)“1”在1.5個(gè)Tari到2個(gè)Tari之間。RTcal用于計(jì)算判決門限pivot，即RTcal的二分之一并四舍五入，符號(hào)長(zhǎng)度小于pivot則判決為數(shù)據(jù)“0”，符號(hào)長(zhǎng)度大于pivot且小于4倍的RTcal則判決為數(shù)據(jù)“1”，而大于等于4倍的RTcal用于判斷解碼結(jié)束；TRcal與上行鏈路速率BLF（Back Link Frequency）相關(guān)。解碼電路的功能就是根據(jù)不同PIE符號(hào)之間的比例關(guān)系，判斷出數(shù)據(jù)“0”或數(shù)據(jù)“1”、RTcal、TRcal等符號(hào)及其長(zhǎng)度，供命令解析、上行鏈路等模塊使用。

1.2 解碼頻率的一般推導(dǎo)

    Type C協(xié)議對(duì)于命令解析、交互間隔等規(guī)定了較充裕的時(shí)間，對(duì)于系統(tǒng)時(shí)鐘頻率要求較高的是基帶信號(hào)處理電路（包括下行鏈路、上行鏈路等）。

    上行鏈路的傳輸速率為40~640 kb/s，通過(guò)合理的分頻策略，可以在時(shí)鐘精度為7%以內(nèi)的情況下，使用頻率為1.28 MHz的時(shí)鐘滿足Type C協(xié)議在所有典型頻點(diǎn)上BLF（Back Link Frequency）誤差要求。下行鏈路的傳輸速率為40~160 kb/s，在160 kb/s速率下能夠清楚判決出符號(hào)值的最低時(shí)鐘頻率就是解碼電路的最低頻率要求。

    PIE解碼，需要不斷地計(jì)量PIE碼數(shù)據(jù)的相鄰下降沿[2]，如果間隔為系統(tǒng)時(shí)鐘的2倍則為數(shù)據(jù)“0”，如果間隔為系統(tǒng)時(shí)間的4倍則為數(shù)據(jù)“1”。此外，異步時(shí)序信號(hào)采樣時(shí)存在亞穩(wěn)態(tài)導(dǎo)致的計(jì)數(shù)誤差（當(dāng)使用工作時(shí)鐘捕捉異步信號(hào)相鄰下降沿時(shí)，存在少采或者多采一個(gè)時(shí)鐘沿的可能性，最小值是指可能少采而得到的最小計(jì)數(shù)值，而最大值是指可能多采而得到的最大計(jì)數(shù)值；當(dāng)進(jìn)行理論推算時(shí)，只考慮數(shù)據(jù)“1”的最小值，數(shù)據(jù)“0”的最大值，而判決條件pivot的最大值與最小值均應(yīng)該介于二者之間）。我們通過(guò)掃頻的方式對(duì)解碼頻率作了推導(dǎo)，見(jiàn)圖2。

    圖2表示對(duì)下行鏈路最高傳輸速率（下行速率為160 kb/s，數(shù)據(jù)“1”為1.5 Tari）時(shí)的掃頻值，橫坐標(biāo)為工作時(shí)鐘頻率，縱坐標(biāo)為符號(hào)的計(jì)數(shù)值，當(dāng)4種計(jì)數(shù)值能夠清晰區(qū)分時(shí)，對(duì)應(yīng)的頻率即為最低工作時(shí)鐘頻率，大約在1.6 MHz。如果再將時(shí)鐘偏差以及上行鏈路分頻考慮在內(nèi)，則比較常見(jiàn)的做法是選擇1.6 MHz以上的系統(tǒng)時(shí)鐘頻率（比如1.92 MHz、2.56 MHz）。因此，對(duì)系統(tǒng)時(shí)鐘頻率要求最高的就是解碼電路。

    文獻(xiàn)[3]提出在下行鏈路的同步碼檢測(cè)過(guò)程中使用2.56 MHz的時(shí)鐘，基帶的其余模塊均采用1.28 MHz的時(shí)鐘頻率，雙時(shí)鐘方案比1.92 MHz的單時(shí)鐘方案降低近20％的功耗。

    文獻(xiàn)[4]提出在整個(gè)基帶處理中使用單時(shí)鐘方案，但是只計(jì)算符號(hào)高電平階段。

    這幾種方案都是受制于解碼階段時(shí)鐘頻率不能低于1.92 MHz，遠(yuǎn)超過(guò)理論值1.28 MHz，因此無(wú)法從整體上降低基帶處理的時(shí)鐘頻率。

1.3 等效判決方法的推導(dǎo)

    從1.2節(jié)我們可以看到，直接采用pivot=round(RTcal/2)作為判決條件會(huì)造成解碼電路時(shí)鐘頻率較高，其中很重要的一個(gè)原因是當(dāng)使用解碼時(shí)鐘對(duì)RTcal長(zhǎng)度進(jìn)行計(jì)數(shù)時(shí)，由亞穩(wěn)態(tài)導(dǎo)致的不確定計(jì)數(shù)值占總計(jì)數(shù)值的比例較大。因此，我們考慮找到一個(gè)更長(zhǎng)的等效參考計(jì)數(shù)值，使亞穩(wěn)態(tài)導(dǎo)致的不確定計(jì)數(shù)值所占的比例下降。

    按照協(xié)議，閱讀器發(fā)出的符號(hào)長(zhǎng)度必須嚴(yán)格遵守一定的比例關(guān)系^[1]，且所有寬度的偏差均在正負(fù)百分之一以內(nèi)。

    Data-0=Tari

    1.5 Tari<=data-1<=2.0 Tari

    RTcal=Tari+Data-1

    2.5 Tari<=RTcal<=3.0 Tari

    Pivot=RTcal/2，即1.25 Tari<=Pivot<=1.5 Tari

    本文提出對(duì)上述判決標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行一系列等效變換。將新的判決標(biāo)準(zhǔn)稱為New Pivot，簡(jiǎn)稱為NP。

    NP=(Tari+RTcal)/3

    3.5 Tari/3<=NP<=4.0 Tari/3即1.16 Tari<=NP<=1.33 Tari

    顯然僅對(duì)數(shù)據(jù)“0”和數(shù)據(jù)“1”而言，如果符號(hào)長(zhǎng)度小于NP，則可以判決為數(shù)據(jù)“0”，如果符號(hào)長(zhǎng)度大于NP，則可以判決為數(shù)據(jù)“1”。使用新的等效判決條件，帶來(lái)兩個(gè)好處，首先NP與數(shù)據(jù)“1”長(zhǎng)度上有了明顯的區(qū)隔，避免舊的pivot在等于1.5 Tari時(shí)可能造成的混淆，新的判決條件對(duì)數(shù)據(jù)“0”和數(shù)據(jù)“1”均保留一定的安全距離，使得我們可以簡(jiǎn)化比較邏輯；其次，舊的判決條件從1.25至1.5有16.7%的變動(dòng)范圍，而新的判決條件從1.16至1.33有12.7%的變動(dòng)范圍，變動(dòng)范圍減少了24%，這顯著地縮小了采樣時(shí)亞穩(wěn)態(tài)造成的誤差范圍。

    假設(shè)在最嚴(yán)格的條件（下行速率為160 kb/s，數(shù)據(jù)“1”為1.5 Tari，考慮亞穩(wěn)態(tài)影響采樣得到的數(shù)據(jù)“1”最小值、數(shù)據(jù)“0”最大值、NP最大值、NP最小值，閱讀器正負(fù)百分之一的誤差等）下，通過(guò)掃頻來(lái)區(qū)分最大的Data-0與最小的Data-1，得到系統(tǒng)時(shí)鐘最低頻率為1 MHz左右，比pivot判決方法降低了37%。

    如圖3所示，在此頻率以上時(shí)，NP的最大值小于數(shù)據(jù)“1”的最小值，而NP的最小值則不小于數(shù)據(jù)“0”的最大值，可以清楚地分離開(kāi)邏輯符號(hào)“0”和“1”的長(zhǎng)度。

2 解碼電路設(shè)計(jì)方案

2.1 解碼電路結(jié)構(gòu)

    采用新的等效判決方法的解碼電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。主要包括混合式行波計(jì)數(shù)電路（由三進(jìn)制計(jì)數(shù)、行波計(jì)數(shù)等組成）、符號(hào)判決電路、BLF計(jì)算電路及t1、t2時(shí)間計(jì)時(shí)器等模塊組成。

2.2 解碼判決邏輯

    首先構(gòu)造用于比較和判決的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間長(zhǎng)度值，用系統(tǒng)時(shí)鐘對(duì)TARI和RTcal進(jìn)行計(jì)數(shù)，得到以時(shí)鐘周期長(zhǎng)度為單位的計(jì)數(shù)值，該計(jì)數(shù)值除3后，四舍五入的結(jié)果記為NP。

    其次，對(duì)后續(xù)符號(hào)（一段高電平跟一段低電平）的長(zhǎng)度進(jìn)行計(jì)數(shù)，如果RTcal后面的符號(hào)長(zhǎng)度大于2倍的NP，則判決為TRcal，如果符號(hào)長(zhǎng)度大于NP，則判決為邏輯“1”，如果符號(hào)長(zhǎng)度小于等于NP，則判決為邏輯“0”。最后，如果高電平長(zhǎng)度大于4倍的NP，則判斷PIE編碼結(jié)束。

    為了與上行鏈路的頻率保持一致，并考慮到時(shí)鐘生成電路的精度偏差，我們選擇1.28 MHz（精度7%）作為系統(tǒng)時(shí)鐘頻率。

2.3 解碼計(jì)數(shù)電路

    解碼計(jì)數(shù)器包括CNTA與CNTB兩部分，其中CNTA是三進(jìn)制計(jì)數(shù)器，而CNTB 是行波計(jì)數(shù)器。

    在計(jì)算NP時(shí)，如果使用除法器來(lái)實(shí)現(xiàn)除3，面積將顯著增大，處理周期增加，功耗也會(huì)升高，因此我們使用三進(jìn)制計(jì)數(shù)器（記為CNTA）來(lái)達(dá)到除3的效果。CNTA以0、1、2、0、1、2的規(guī)律進(jìn)行計(jì)數(shù)，每當(dāng)計(jì)數(shù)到2的時(shí)候，NP加1。在RTcal結(jié)束的時(shí)候，得到NP的計(jì)數(shù)值。該計(jì)數(shù)法與除3并四舍五入的結(jié)果完全一致，不會(huì)損失精度。

    其次，在RTcal之后，以系統(tǒng)時(shí)鐘頻率對(duì)符號(hào)的高電平、低電平進(jìn)行計(jì)數(shù)，由于系統(tǒng)時(shí)鐘頻率較快，計(jì)數(shù)器功耗比較大，因此我們組合使用CNTA與行波計(jì)數(shù)器CNTB取代了普通的同步計(jì)數(shù)器。

    CNTB計(jì)數(shù)器的最低位使用系統(tǒng)時(shí)鐘作為同步時(shí)鐘端，其輸出的Q端，反向后接到下一比特的時(shí)鐘端，作為異步時(shí)鐘端，以此類推。使用行波計(jì)數(shù)器，后一級(jí)的工作頻率比前一位慢一倍，因此能夠有效地降低功耗。

    這樣，混合計(jì)數(shù)器在Tari+RTcal階段用作三進(jìn)制計(jì)數(shù)，輸出結(jié)果為NP；在RTcal階段之后用作符號(hào)長(zhǎng)度計(jì)數(shù)器，輸出結(jié)果為當(dāng)前符號(hào)計(jì)數(shù)值。

3 仿真結(jié)果

    本文基于上述電路結(jié)構(gòu)，在TSMC 0.18 μs CMOS工藝下進(jìn)行電路實(shí)現(xiàn)。分別對(duì)采用1.92 MHz工作時(shí)鐘的傳統(tǒng)解碼電路和使用1.28 MHz工作時(shí)鐘的新型PIE解碼電路進(jìn)行了功耗仿真。

    通信參數(shù)配置為：閱讀器下行鏈路通信速率為160 KHz；Tari=6.25 μs；Data1=1.5 Tari=9.375 μs。在通信激勵(lì)完全相同的情況下，當(dāng)解碼電路的工作時(shí)鐘頻率從1.92 MHz降低至1.28 MHz時(shí)，decoder電路的功耗由原先的0.8 μW變化為0.5 μW，降低約38%。圖5為標(biāo)簽與閱讀器通信交互過(guò)程的功耗仿真圖分布。

4 結(jié)論

    基于ISO 18000-6 Type C標(biāo)準(zhǔn)，實(shí)現(xiàn)了PIE解碼電路的設(shè)計(jì)。我們通過(guò)等效的PIE符號(hào)判決條件找到了適合標(biāo)簽芯片的較低系統(tǒng)時(shí)鐘頻率1.28 MHz，并專門設(shè)計(jì)了三進(jìn)制計(jì)數(shù)代替除法器等電路，配合實(shí)施新的解碼方案。在TSMC 0.18 μm CMOS工藝下完成了ASIC芯片設(shè)計(jì)，仿真結(jié)果符合協(xié)議要求。

參考文獻(xiàn)

[1] ISO/IEC.18000-63 Parameters for air interface communications at 860 MHz to 960 MHz Type C[S].USA：[s.n.]，2013：18-19.

[2] 段宏，鄒傳云，陳民.基于EPCC1G2協(xié)議的RFID系統(tǒng)數(shù)據(jù)解碼[J].通信技術(shù)，2011，44(4)：90-92.

[3] 喬文，馮全源.UHFRFID標(biāo)簽基帶處理器的ASIC設(shè)計(jì)[J].微電子學(xué)，2012，42(2)：164-167.

[4] 李險(xiǎn)峰，沈紅偉，張雪菲.一種無(wú)源電子標(biāo)簽PIE編碼的低功耗解碼方法[P].中國(guó)專利：CN103916209，2014-07-09.

作者信息：

周芝梅1，2，張  彤1，2，劉  亮1，2，張海峰1，2

（1.北京智芯微電子科技有限公司，國(guó)家電網(wǎng)公司重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 電力芯片設(shè)計(jì)分析實(shí)驗(yàn)室，北京100192；

2.北京智芯微電子科技有限公司，北京市電力高可靠性集成電路設(shè)計(jì)工程技術(shù)研究中心，北京100192)