0 引言

    近年來(lái)，多電平變換器以其獨(dú)特的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)在高壓大功率場(chǎng)合受到了廣泛的關(guān)注^[1-3]。脈沖調(diào)制技術(shù)是直接影響多電平變換器輸出性能的關(guān)鍵技術(shù)之一。MMC提出了以后，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)MMC脈沖調(diào)制進(jìn)行了廣泛的研究。主要?dú)w結(jié)于兩類(lèi)：即基于階梯電平的調(diào)制和基于脈寬的調(diào)制(pulse width modultion，PWM)。文獻(xiàn)[4-6]介紹了階梯電平中較為受青睞的最近電平調(diào)制(nearest level modulation，NLM)在MMC結(jié)構(gòu)中的實(shí)現(xiàn)方法和效果，結(jié)合了橋臂間的電流，各個(gè)模塊的電容電壓以及各個(gè)模塊上流過(guò)的電流，有選擇地將模塊單元進(jìn)行投切。但是，當(dāng)MMC模塊單元較少時(shí)，采用NLM，輸出性能并不是很好。同時(shí)將階梯電平調(diào)制方式直接用于MMC中會(huì)導(dǎo)致各個(gè)模塊單元輸出功率的不平衡，產(chǎn)生嚴(yán)重環(huán)流，導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法正常工作。文獻(xiàn)[7]采用(carrier phase-shifted sinusoidal pulse width modulation，CPS-SPWM)作為MMC的調(diào)制策略，在CPS-SPWM技術(shù)下，可以通過(guò)較低的開(kāi)關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)較高的等效開(kāi)關(guān)頻率，各個(gè)功率單元的開(kāi)關(guān)頻率相同，能量分布均衡，并介紹了其在MMC中載波的分配規(guī)律。文獻(xiàn)[8]指出載波層疊調(diào)制(phase disposition SPWM，PD-SPWM)相比于CPS-SPWM輸出線(xiàn)電壓的諧波含量更低，輸出性能更好。然而，在PD-SPWM技術(shù)下，各個(gè)模塊單元的開(kāi)關(guān)不一致，功率單元的能量分布不平衡。

    上述提到的調(diào)制方式均有各自的不足，本文以輸出波形諧波含量低和各個(gè)模塊單元開(kāi)關(guān)次數(shù)相同，能量分布均衡為目的，提出了一種新型載波混合脈沖寬度調(diào)制策略(carrier-based hybrid SPWM，CBH-SPWM)，它綜合了PD-SPWM和CPS-SPWM兩種調(diào)制策略的優(yōu)點(diǎn)。

1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

    圖1為MMC的三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它由6個(gè)橋臂構(gòu)成，每相由上下兩個(gè)橋臂組成，每個(gè)橋臂含有N個(gè)相同的相互連接的子模塊(sub module，SM)。每個(gè)橋臂含有一個(gè)電感，該電感的主要作用是限制橋臂內(nèi)不同的子模塊接入時(shí)和母線(xiàn)之間的電壓跳變而引起的尖峰電流以及母線(xiàn)與橋臂之間的環(huán)流。MMC的子模塊SM由兩個(gè)IGBT開(kāi)關(guān)管組成的半橋和一個(gè)儲(chǔ)能電容構(gòu)成，如圖1所示，工作狀態(tài)如表1。

2 控制策略的運(yùn)行原理

    為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的高效率、高性能運(yùn)行，本文提出了一種基于載波的混合脈沖寬度調(diào)制策略，該策略結(jié)合了PD-SPWM和CPS-SPWM兩者的優(yōu)點(diǎn)，可以使MMC中各個(gè)子模塊開(kāi)關(guān)次數(shù)相同，各個(gè)功率單元能量均衡，且具有較低的諧波特性。

2.1 PD-SPWM和CPS-SPWM的原理

    PD-SPWM調(diào)制策略運(yùn)用到MMC橋臂中的運(yùn)行規(guī)則如圖2所示。在圖2(a)中，分別展示了上橋臂每個(gè)子模塊的輸出電壓和A相上橋臂的輸出電壓。圖2(b)為CPS-SPWM在MMC中的運(yùn)行原理。在圖2(b)中展示了上橋臂兩個(gè)子模塊的輸出電壓和A相上橋臂的輸出電壓。

    從圖2可以看出，采用CPS-SPWM，兩個(gè)模塊上的開(kāi)關(guān)頻率完全一致，但在PD-SPWM中，兩個(gè)模塊上的開(kāi)關(guān)頻率完全不同。并且采用PD-SPWM調(diào)制策略，兩個(gè)模塊的輸出基波幅值不等，那就意味著兩個(gè)模塊輸出的功率不平衡。將PD-SPWM直接應(yīng)用于MMC中，會(huì)出現(xiàn)子模塊輸出功率的不平衡，開(kāi)關(guān)頻率也不相等的問(wèn)題，并會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重環(huán)流，使系統(tǒng)無(wú)法正常工作。

    圖3對(duì)兩種調(diào)制方式下輸出的電壓波形在調(diào)制比M在[0，1]范圍內(nèi)的諧波含量進(jìn)行統(tǒng)計(jì)(N=2)。其輸出結(jié)果如圖3所示。由圖3可見(jiàn)，在MMC中采用PD-SPWM控制輸出的相電壓和線(xiàn)電壓波形質(zhì)量明顯優(yōu)于CPS-SPWM。因此從輸出電壓波形質(zhì)量而言，PD-SPWM控制更具有優(yōu)勢(shì)。

2.2 基于載波的混合脈沖寬度調(diào)制(CBH-SPWM)

    本文結(jié)合這兩種調(diào)制策略的特點(diǎn)，提出了一種CBH-SPWM調(diào)制方法，其思想為在每個(gè)模塊單元采用了PD-SPWM的調(diào)制原理，在各個(gè)模塊單元之間采用了CPS-SPWM的調(diào)制原理。

    圖4(a)展示了CBH-SPWM在MMC含有兩個(gè)模塊單元時(shí)的運(yùn)行原則。載波v_c1和載波v_c2呈現(xiàn)交替的狀態(tài)，且v_c1和v_c2之間存在180°的相移；v_s1和v_s2分別是上、下橋臂的參考信號(hào)，且兩者之間存在180°的相移。v_c1和v_c2與vs1進(jìn)行比較，分別得到上橋臂兩個(gè)子模塊的PWM信號(hào)；采用相同的載波信號(hào)v_c1和v_c2與v_s2進(jìn)行比較，分別得到下橋臂兩個(gè)子模塊的PWM信號(hào)。這樣決定各個(gè)子模塊的投切狀態(tài)，將投入的各子模塊輸出電壓相疊加，進(jìn)而得到MMC橋臂的輸出電壓波形。圖4(b)展示了CBH-SPWM在4個(gè)子模塊里串聯(lián)時(shí)的運(yùn)行規(guī)則，同組兩個(gè)載波信號(hào)相位相差180°，相鄰兩組的載波信號(hào)相位相差90°，A相輸出電壓為7電平。

    在N個(gè)子模塊串聯(lián)的MMC中，CBH-SPWM調(diào)制策略是指，對(duì)于每個(gè)相中的上橋臂相鄰的兩個(gè)子模塊均采用頻率和幅值相同，相位相差180°的交替載波信號(hào)，每組相鄰的兩個(gè)子模塊的載波信號(hào)依次移開(kāi)π/n(n=N/2)相位角，然后與同一個(gè)正弦調(diào)制波信號(hào)進(jìn)行比較得到N組互補(bǔ)的脈沖信號(hào)；下橋臂的載波信號(hào)與上橋臂的載波信號(hào)完全相同，調(diào)制信號(hào)相位相差180°，最后輸出相電壓的波形為2N+1。

    圖5為采用三種調(diào)制方式下輸出電壓總的諧波含量在調(diào)制比M在[0.1，1]范圍內(nèi)的對(duì)比統(tǒng)計(jì)。圖中本文提出的CBH-SPWM與PD-SPWM輸出電壓的諧波含量基本一致，CPS-SPWM輸出電壓的諧波含量最高。

3 仿真研究

    為了驗(yàn)證所提CBH-SPWM調(diào)制策略的正確性，在MATLAB(Smulink)平臺(tái)中搭建了單相MMC系統(tǒng)。每個(gè)橋臂含有兩個(gè)子模塊。仿真的參數(shù)如下：直流側(cè)電壓U_dc/2=4 500 V，每個(gè)子模塊上電容電壓為u_c=4 500 V，電容值C=2 mF，橋臂上電感值L_P=L_N=3 mH，混合載波頻率f_c=2 000 Hz，調(diào)制比m=0.9，負(fù)載電阻R=22 Ω，負(fù)載電感L=10 mH。分別采用PD-SPWM、CPS-SPWM和CBH-SPWM三種調(diào)制方式進(jìn)行仿真對(duì)比。

    圖6為采用PD-SPWM輸出的電壓電流波形及頻譜。PD-SPWM調(diào)制方式，使得MMC橋臂上各個(gè)模塊單元上開(kāi)關(guān)頻率不一致，每個(gè)模塊輸出基波電壓不同，導(dǎo)致模塊輸出功率不平衡。與圖8在CBH-SPWM輸出的電壓電流波形及頻譜相比，輸出的電壓及電流波形質(zhì)量基本一致。圖7為采用CPS-SPWM輸出的電壓電流波形及頻譜。采用CPS-SPWM可以使橋臂上每個(gè)模塊單元開(kāi)關(guān)頻率一致，損耗相同，模塊輸出功率平衡，但與圖6和圖8的輸出電壓電流的諧波含量相比，其輸出電壓和電流的諧波含量偏大。

    由圖6、圖7、圖8可看出，CBH-SPWM相比于PD-SPWM，輸出電壓和電流的諧波含量基本相等，且在CBH-SPWM調(diào)制下MMC系統(tǒng)中橋臂上各個(gè)模塊開(kāi)關(guān)頻率一致，各模塊輸出功率相同；CBH-SPWM相比于CPS-SPWM，兩者都不存在模塊輸出功率不平衡的問(wèn)題，但在前者調(diào)制下輸出的電壓和電流的諧波含量更低。

    從圖6～圖8的仿真結(jié)果對(duì)比證明了CBH-SPWM的正確性與有效性，與理論分析一致。并且本文提出的CBH-SPWM結(jié)合了PD-SPWM與CPS-SPWM兩種調(diào)制方法的特點(diǎn)，比兩種調(diào)制方法更適合應(yīng)用與MMC系統(tǒng)中。

    為驗(yàn)證提出CHB-SPWM在三相系統(tǒng)中的可靠性，在MATLAB(Smulink)平臺(tái)中搭建了一個(gè)三相MMC樣機(jī)。每個(gè)橋臂含有兩個(gè)子模塊,圖9為直流電壓在t=1 s時(shí)由9 kV變?yōu)?.5 kV，MMC系統(tǒng)中橋臂上子模塊的電容電壓輸出情況。

    由圖9可見(jiàn)，當(dāng)系統(tǒng)中直流電壓參考量發(fā)生變化時(shí)，橋臂中的子模塊的電容電壓實(shí)現(xiàn)了動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，依然保持良好的穩(wěn)定性。這樣就能保證直流母線(xiàn)電壓和系統(tǒng)輸送的靈活調(diào)節(jié)。

4 結(jié)論

    本文結(jié)合MMC的工作原理及特點(diǎn)，重點(diǎn)對(duì)調(diào)制策略進(jìn)行了研究，由于傳統(tǒng)調(diào)制方式在MMC中會(huì)存在輸出的總諧波含量高，各個(gè)子模塊的開(kāi)關(guān)頻率及輸出功率不一致的問(wèn)題，提出了一種CBH-SPWM調(diào)制策略。結(jié)合了CPS-SPWM的優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了各個(gè)橋臂上子模塊開(kāi)關(guān)頻率相同，損耗一致，輸出功率平衡，同時(shí)又保留了PD-SPWM控制下輸出波形總諧波含量低的特點(diǎn)。通過(guò)仿真驗(yàn)證了該方法的有效性及優(yōu)越性。

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作者信息:

袁知文，董秀成，余小梅

(電力電子節(jié)能技術(shù)與裝備重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(西華大學(xué))，四川 成都610039)