0 引言

    近十幾年來，隨著以CB工藝為代表的各種新技術(shù)的發(fā)展和突破，模擬集成電路設(shè)計已由電壓模電路為主過渡到以電流模電路占主導(dǎo)地位的模式，在模擬電路設(shè)計中長期占據(jù)統(tǒng)治地位的電壓反饋運算放大器（VFA）正在被電流反饋運算放大器（CFA）所取代。然而，由于VFA“先入為主”的慣性作用，傳統(tǒng)的教科書在論述集成運算放大器的理論和應(yīng)用電路時，均以VFA為例，并未顧及CFA。雖然近年來最新出版的電子技術(shù)教材論述了CFA的原理，但就如何應(yīng)用CFA構(gòu)成運算電路尚未涉及；各種期刊中有關(guān)CFA的應(yīng)用研究時有報道，但相關(guān)研究僅限于具體問題的討論，未見系統(tǒng)地研究CFA運算電路的文獻，這與目前電子工程領(lǐng)域的應(yīng)用要求大相徑庭。為此，我們選用一種典型的CFA進行了研究，設(shè)計了幾種典型的運算電路。本文詳細論述相關(guān)電路結(jié)構(gòu)、元件參數(shù)和仿真結(jié)果。期望能給電路設(shè)計者提供一份可以借鑒的材料。

1 反相放大器

    CFA是一種典型的電流模電路^[1]。電流模電路更少受雜散電容的影響，在制造CFA的過程中采用了高速互補雙極工藝，因此CFA比VFA的工作速度快幾個數(shù)量級。

    雖然電流反饋運放與電壓反饋運放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和工作原理有著巨大差異,但由電流反饋型運算放大器構(gòu)成負反饋應(yīng)用電路后,其輸入電壓約束條件（俗稱“虛短”）和輸入電流約束條件（俗稱“虛斷”）卻是完全相同的。因此，用電流反饋運算放大器設(shè)計運算電路的基本思路和方法，與使用電壓反饋運放設(shè)計運算電路的傳統(tǒng)方法是基本相同的。

    由電流反饋型運算放大器構(gòu)成的反相比例運算電路的原理電路如圖1所示。根據(jù)圖1電路可以求得閉環(huán)增益的表達式如式(1)^[2]。

    閉環(huán)低頻增益滿足式(2)。

    式(3)中的C_eq是運算放大器內(nèi)部的頻率補償電容,其值為pF數(shù)量級。由式(3)可見，電路的閉環(huán)帶寬僅僅依賴R₂，如果取R₂為千歐數(shù)量級的電阻，則閉環(huán)帶寬將達到100 MHz數(shù)量級。而且，可以用R₂設(shè)定帶寬，然后用R₁設(shè)定低頻增益。這樣可以在獨立于帶寬下控制增益，這在實用中是非常方便的，大大優(yōu)于使用VFA時需要考慮增益帶寬積為常數(shù)^[3]的情況。

    在實際運算電路中，即使輸入信號為零，輸出并不為零，即電路產(chǎn)生失調(diào)誤差，包括由輸入失調(diào)電流I_OS所引起的輸出直流噪聲，以及輸入失調(diào)電壓V_OS所產(chǎn)生的誤差等，均對電路產(chǎn)生影響。與電壓反饋運放不同，電流反饋運放的輸出失調(diào)電壓超過200 mV，如此大的失調(diào)電壓有可能淹沒有用信號,必須進行調(diào)零補償。本文選用的電流反饋運放OPA603沒有內(nèi)部調(diào)零電路，只能進行外部調(diào)零。加入調(diào)零電路后的反相比例運算電路如圖2所示，圖中R₃是調(diào)零電路。其工作原理是基于將可調(diào)的電壓和電流加入到電路中，以補償電路的失調(diào)誤差。這種方法的優(yōu)勢是在輸入級不會引起任何額外失衡，因此不會使漂移、CMRR或PSRR性能下降。具體電路為由供電電壓作為基準(zhǔn)源，并通過滑動變阻器產(chǎn)生的可調(diào)電壓V_X，去抵消輸入的總失調(diào)誤差E_I，實現(xiàn)調(diào)零。

    表1給出了通用運算放大器OPA603組成的反相放大器電路的仿真數(shù)據(jù),與理論計算結(jié)果完全吻合。利用multisim軟件仿真，給出了通用運算放大器OPA603組成的反相放大器電路的頻響曲線如圖3。由頻響曲線可知，CFA反相放大器的上限截止頻率超過100 MHz。如果要獲得更寬的頻帶，可以選用上限截止頻率更高的電流反饋型運放。

2 同相放大器

    同相放大器的設(shè)計方法與反相放大器的設(shè)計方法基本相同，其設(shè)計基本原則依然是輸入電壓約束條件和輸入電流約束條件。由電流反饋型運放OPA603構(gòu)成的同相放大器電路如圖4所示。圖中R₃及R₄為調(diào)零電路。利用理想運放輸入電壓約束條件和輸入電流約束條件可得直流增益為：

    r_n為輸入緩沖器的非零輸出電阻，則反饋因子為：

    式(6)中的f_t是運算放大器閉環(huán)帶寬，其值是100 kHz數(shù)量級。圖5給出了通用運算放大器OPA603組成的同相放大器電路的頻率特性曲線（軟件仿真結(jié)果）。

    由頻響曲線可見，CFA同相放大器的上限截止頻率達到了100 MHz以上，其帶寬遠遠超過VFA組成的同相放大器的帶寬。在實際應(yīng)用領(lǐng)域，具有更廣泛的應(yīng)用范圍。表2給出了通用運算放大器OPA603組成的同相放大器電路的仿真數(shù)據(jù)，與理論分析一致。

3 積分運算電路

    在積分電路中，因為電抗元件產(chǎn)生的反饋相位滯后會引起電路不穩(wěn)定。CFA受電抗元件產(chǎn)生的反饋相位滯后影響比VFA更大，因此在CFA電路中必須避免采用直接電容反饋，以免電路自激振蕩。實際應(yīng)用中必須采取一定措施，以保證電路穩(wěn)定工作。本文分別給出兩種可行的設(shè)計方案，下文將分別闡述設(shè)計原理以及仿真結(jié)果。

    第一種設(shè)計方案是在豪蘭德（Howland）電流泵的基礎(chǔ)上進行一定的改進而成^[4]，如圖6所示。由輸入電壓約束條件和輸入電流約束條件，得到運放反相端n的電流方程為：

    由式(12)可見，電路實現(xiàn)同相積分功能。圖7給出了該積分運算電路的工作波形(軟件仿真結(jié)果)。

    由圖可見，用CFA設(shè)計的同相積分電路很好地完成了方波到三角波的波形轉(zhuǎn)換功能。當(dāng)然，積分器的非線性失真、漂移、調(diào)零等問題的解決方法與傳統(tǒng)方法是相似的^[5]。

    另一種設(shè)計方案是對反相積分器^[6]進行改造。為了抵消直通電容產(chǎn)生的反饋相位滯后對電路造成的影響，采用的具體改進措施是在求和節(jié)點和反相輸入端加一個電阻，破壞電路的自激條件。

    設(shè)計積分電路，首先要確定時間常數(shù)。時間常數(shù)的大小決定了積分速度的快慢，由于運算放大器的最大輸入電壓U_omax為有限值，所以如果時間常數(shù)太小，則還未達到預(yù)定的積分時間t之前，運放已經(jīng)飽和，輸出波形將會失真。所以應(yīng)滿足式(13)：

4 結(jié)論

    （1）用CFA設(shè)計運算電路的方法與設(shè)計運算電路的傳統(tǒng)方法相同，輸入端的電壓約束條件和電流約束條件是設(shè)計運算電路的基本準(zhǔn)則。應(yīng)用上述方法還可以組成求和電路、加減運算電路、差分放大器、I-V轉(zhuǎn)換器等電路拓撲，本文不再贅述。

    （2）CFA組成的運算電路有較大的失調(diào)電壓，需要精確調(diào)零。

    （3）CFA是電流模電路，受更少雜散電容的影響，在制造CFA的過程中采用了高速互補雙極工藝，因此CFA比VFA的工作速度快幾個數(shù)量級。CFA不受增益帶寬積的限制，CFA運算電路具有更大的帶寬和極高的轉(zhuǎn)換速率（SR）。

參考文獻

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作者信息：

豐  豪，王雅潔，趙柏樹

（湖北大學(xué) 計算機與信息工程學(xué)院，湖北 武漢430062）