周篷，蔣林，楊高鵬，周龍，楊旭

　　(西南石油大學 電氣信息學院，四川 成都 610500)

       摘要：針對傳統(tǒng)放空火炬的高壓電子點火系統(tǒng)電極易腐蝕的問題，提出了一種基于感應加熱原理的新型點火系統(tǒng)。該電源系統(tǒng)的主拓撲為全橋諧振結構。通過檢測負載電流與電壓的相位差，利用脈沖頻率調制(PFM)方式使電源工作頻率實時跟蹤鎖定負載的固有頻率，利用數(shù)字信號處理(DSP)在軟件上實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)，讓電源工作在弱感性狀態(tài)。基于TI公司的TMS320F28335控制芯片，搭建了點火系統(tǒng)的控制平臺。仿真和實驗結果表明，控制算法能夠實現(xiàn)工作頻率對固有頻率的準確跟蹤鎖定，且在弱感性工作狀態(tài)下，電源輸出滿足設計指標，具有較小的開關損耗。

　　關鍵詞：感應加熱；串聯(lián)諧振；DSP；數(shù)字鎖相環(huán)；saber

　　中圖分類號：TN86文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.04.002

　　引用格式：周篷，蔣林，楊高鵬，等.放空火炬高頻點火系統(tǒng)設計［J］.微型機與應用，2017,36（4）：4-6，17.

0引言

　　在油氣田的開采、天然氣管道的日常運行中，放空火炬的使用是必不可少的一部分。它能夠將有害的氣體導引到高空中，并燃燒處理。目前國內的放空火炬基本上采用的是傳統(tǒng)高壓電子點火，而由于電極長期受腐蝕，在表面會形成硫化物薄膜，阻止了放電，因此電極的壽命較短。高空中的電極更換難度較大，并且頻繁的更換也給生產造成了極大的安全隱患。感應加熱作為一種非接觸式的加熱方式，幾乎不受氣體腐蝕的影響，屬于免維護方式，這大大提高了點火系統(tǒng)的可靠性與安全性［1］。

　　感應加熱是基于電磁感應原理的，交變電流在周圍空間產生交變的磁場，當磁感應線切割導體時，導體會產生感應電流，由于電阻的熱效應，導體便會產生熱量，這就是感應加熱的基本原理。

　　感應加熱技術因其加熱速度快、不受腐蝕等優(yōu)點，已被廣泛地應用在焊類、鍛造、軋制、熱處理等領域。但是將感應加熱技術運用在放空火炬點火系統(tǒng)上，目前沒有應用實例。因此，基于感應加熱的放空火炬點火裝置具有廣泛的實際應用前景［2］。

1系統(tǒng)原理與控制策略

　　1.1主電路的設計

　　串聯(lián)諧振感應加熱電源的主電路結構如圖1所示。進線端為單相工頻交流電，經過不可控全波整流得到直流電。Cd作為直流濾波電容，其作用是濾波穩(wěn)壓以及在換流時吸收感性無功電流。負載側采用高頻變壓器作為負載匹配使用，R、L是感應頭的等效電阻和電感，C則是補償電容，以使逆變器工作在弱感性狀態(tài)，即電壓相位略微超前于電流相位，而為了避免直流偏磁，所以將補償電容器置于原邊側。

　　點火系統(tǒng)的主電路相關參數(shù)設計如下：

　　系統(tǒng)輸入為220 V，50 Hz單相交流電，系統(tǒng)輸出為25 V，500 A，30~50 kHz單相交流電。直流側采用單相全波整流，經計算直流母線電壓約為：

　　Ud=220×1.1=242(V)(1)

　　濾波電容在逆變器中主要起到濾波、穩(wěn)定電壓、吸收無功電流等作用。在本設計中，采用工頻單相全波整流，電壓紋波脈動的基波為100 Hz。為了保證提供的電壓穩(wěn)定，濾波電路的時間常數(shù)必須為紋波基波周期的6~8倍，此處取6倍，即：

　　濾波電容的耐壓值必須高于直流峰值電壓311 V，所以濾波電容采用400 V耐壓4 700 μF的電容。設計諧振電容時，需考慮它與電感上的無功能量交換。取品質因數(shù)Q=3，式(3)得到諧振時電容兩端電壓，式(4)得到容抗值，式(5)得到諧振頻率為40 kHz時的諧振電容值。諧振時，感抗等于容抗，所以，式(6)得到諧振頻率為40 kHz時的電感值。

　　1.2控制系統(tǒng)的設計

　　點火系統(tǒng)的加熱電源不需要對功率進行實時控制，只需要保持最大功率輸出，其控制系統(tǒng)框圖如圖2所示。對于串聯(lián)諧振電路來說，工作在諧振狀態(tài)時其功率最大。因此，本控制系統(tǒng)的核心問題就是讓系統(tǒng)工作在弱感性的準諧振狀態(tài)，即負載電壓相位略微超前于電流相位［3］。

　　首先，將電流互感器采集的正弦電流波轉換為同相位的矩形波，利用過零比較器將正弦波的每一個過零點翻轉成矩形波，并經簡單的保護電路送至DSP控制芯片信號采集端。其次，DSP的CAP2捕捉模塊1可以設定捕捉脈沖的上升沿或下降沿，并通過計數(shù)器將電流的相位和頻率信息傳遞進DSP進行處理［3］。而電流波形的采集、傳輸、變換過程需要一定的時間，因此在DSP內部還需要對相位進行補償。作為相位差比較的另一路電壓信號，這里沒有直接采集負載上的電壓，而是將控制脈沖的信號作為電壓的相位信號，送進CAP1模塊，與CAP2模塊一起進入DPLL數(shù)字鎖相環(huán)進行程序運算之后再輸出相應控制的脈沖，最后經隔離驅動后直接控制逆變橋的通斷［4］。

2數(shù)字鎖相環(huán)設計

　　利用DSP可以在軟件上實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)，其原理框圖如圖3所示。數(shù)字鎖相環(huán)的工作原理如下：利用CAP1捕捉電壓波形的脈沖，CAP2捕捉電流波形的脈沖。在CAP1中斷時，對CAP2的計數(shù)器進行清零，因此CAP2的捕獲值就是兩個波形的相位差，CAP1的值就是電壓波形的周期值。再利用增量式PID環(huán)節(jié)的無差調節(jié)控制將相位差調節(jié)至零或者一個設定值。相位差和周期信號經PID調節(jié)后的控制信號再經相應的頻率運算即可得到對應的頻率控制值，再控制產生PWM波的工作頻率［5］。

3仿真結果與分析

　　基于Saber仿真軟件搭建了系統(tǒng)仿真模型，分別對開關頻率為100 kHz、23.8 kHz和在諧振狀態(tài)下的感性負載的電壓電流波形進行了仿真測試，其中諧振狀態(tài)負載電流電壓波形如圖4所示，開關管電流電壓波形如圖5所示，開關管開通關斷過程如圖6所示。從不同的開關頻率工作波形可以看出，電源在諧振點時具有最大的功率輸出，當偏離諧振點時，輸出功率開始衰減，并且越偏離諧振點，衰減越厲害。在諧振時，負載電流和電壓是同相位的；當工作頻率為100 kHz,大于固有頻率時，電流滯后于電壓相位，隨著頻率增大到一定程度之后相位差為90°；而工作頻率為23.8 kHz，小于固有頻率時，電流超前于電壓相位，但由于頻率過小，負載電流將失去穩(wěn)定。

　　當MOS管上的電壓為0時，表示MOS管處于導通狀態(tài)，電流為漏極電流Id。正常工作時，漏極電流為正，當出現(xiàn)負的電流時，則為IRFP460中的反并聯(lián)二極管的續(xù)流電流。開關管在開通和關斷時其管子上的電流幾乎為零。理論上，在諧振狀態(tài)時開關管是零電流開關（ZCS）的，此時電源的開關損耗為零［67］。實際上，電源工作于一個小的頻率變化區(qū)間，也就是弱感性的工作狀態(tài)。

　　當開關管工作于感性狀態(tài)時，開關管電流電壓波形如圖7所示，由圖可知，開關管會產生明顯的反向電流，這是由于負載感性時電流相位滯后于電壓相位所造成的。開關管的開關過程如圖8所示，由圖可知，在感性狀態(tài)時，開關管在開通和關斷時其電流是衰減的，因此感性狀態(tài)屬于小電流的開關。反復測試發(fā)現(xiàn)，工作點越接近諧振點時開關損耗也越小。

　　電源工作在容性狀態(tài)的情況下，開關管開通和關斷時電流很大，同時會出現(xiàn)電流尖峰，并且頻率越小尖峰越明顯，甚至可能超出MOS管的通流能力，損壞MOS管。對于串聯(lián)諧振電路來說，工作在容性區(qū)的開關損耗是很大的，并且有可能損壞開關管，因此應當避免工作在此區(qū)間［8］。

4實驗結果

　　利用DSP開發(fā)平臺，模擬一次電源的啟動過程，并用兩臺示波器，分別觀察“逆變橋”的工作頻率和輸出的相位差?！澳孀儤颉钡摹肮逃蓄l率”設定為40 kHz。電源從較高的頻率（80 kHz）啟動，此時的相位差是90°，如圖9所示。隨后由于相位差與目標值相差過大，控制頻率迅速減小，并穩(wěn)定在42.7 kHz左右，也就是達到了需要的弱感性工作狀態(tài)，如圖10所示?！?/p>

5結論

　　利用Saber對串聯(lián)諧振電路的仿真表明，當電源工作在容性狀態(tài)時，電源的開關損耗大，并且可能損壞開關管，因此要避免其進入此區(qū)間；諧振時電源輸出功率最大，開關損耗也最小，但是容易因為波動而誤入容性工作區(qū)；而工作在弱感性狀態(tài)時，具有較大的輸出功率，并且具有較小的開關損耗。所以應當使電源工作在弱感性狀態(tài)。

　　利用DSP實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)，大大減少了硬件電路開銷，不存在溫漂、器件老化等問題，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。實驗結果表明該控制算法能夠使系統(tǒng)跟蹤鎖定固有頻率，實現(xiàn)數(shù)字鎖相環(huán)功能。

參考文獻

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