傳統(tǒng)的燃油汽車在制動時是將汽車的慣性能量通過制動器的摩擦轉化成無法回收的熱能散發(fā)到周圍環(huán)境中消散掉了[1]。對于電動汽車而言，由于電動機具有可逆性，即電動機在特定的條件下可以轉變成發(fā)電機運行，因此可以在制動時采用再生制動的辦法，通過設計好的電力裝置將制動產生的回饋電流充入儲能裝置[2-4]。研究表明，在城市工況下，大約有1/3到1/2的能量被消耗在制動過程中[5]。因此，研究制動能量回饋不僅增加了電動汽車的續(xù)駛里程，對于降低電動汽車能耗，緩解能源和環(huán)境壓力具有重要意義。

　　永磁無刷直流電機沒有電刷、利用電子換相，故而克服了任何電刷引起的問題；另外，永磁無刷直流電機導熱性好，電動機的效率與轉速永遠保持同步關系，不會發(fā)生失步和震蕩現(xiàn)象[5-6]?；谝陨蟽?yōu)點，使得永磁無刷直流電機在能量回饋制動系統(tǒng)的應用中倍受青睞，本文分析了永磁無刷直流電機的制動過程。

1 永磁無刷直流電機能量回饋制動原理

　　1.1無刷直流電機全橋驅動的聯(lián)結方式

　　三相星型形聯(lián)結全橋驅動電路如圖1所示。星形聯(lián)結的二二導通方式是每次使兩個開關管同時導通。根據圖1的開關管命名關系，開關管的導通順序為：V1V2、V2 V3、V3V4、V4V5、V5V6、V6V1。可見，共有6種導通狀態(tài)，因為每隔60°電角度改變一次導通狀態(tài)，每改變一次狀態(tài)更換一個開關管，每個開關管導通120°電角度。當V1V2導通時，電流的路線為：電源→V1→A相繞組→C相繞組→V2→地，其中A相和B相相當于串聯(lián)，每相通電電流均為I。其他依此類推。與三相半橋式驅動方式相比較，三相全橋星形聯(lián)結二二導通方式的每個開關管導通時間為120°，每相繞組通電240°，繞組的利用率增加了，輸出的轉矩也增加了。

　　1.2 能量回饋制動原理

　　無刷直流電機是電動汽車中較常用的一類電機，由其工作原理可知，只要改變同一磁極下電樞電流的方向，就可以改變電機輸出轉矩的方向。當三相方波電流的相序所產生的轉矩和電機轉動的方向相同時，電機工作于拖動方式。反之，則產生制動力矩，從而達到制動效果。如果此時某種相序的實施不僅可以產生制動力矩，同時還可以將繞組線圈中的反電勢能回饋到電池組中，則實現(xiàn)了能量回饋制動。

　　電動汽車驅動系統(tǒng)由蓄電池、永磁無刷電機以及控制器組成，原理圖如圖2所示。永磁無刷電機常用的工作方式為兩相導通，即一個周期內各相正、負分別導通120°且三相相位相差120°為了獲得制動力矩，在相反電勢幅值最大的120°期間，通一反方向的電流即可，但要能向蓄電池回饋能量，而不是從蓄電池汲取能量，則需要通過升壓斬波來實現(xiàn)。假定電機正向旋轉，在一個開關周期內，通過對不同功率管進行斬波，可獲得制動性質的電磁轉矩。PWM 開通的時間內，在導通的閉合回路中對電機兩相的電感蓄能；PWM 關斷的時間內，通過相應的二極管續(xù)流，進而為蓄電池充電。

　　永磁無刷電機回饋制動方法可分為兩種：單側斬波，雙側斬波。本文介紹單側斬波方法。單側斬波只對逆變器的下橋斬波，上橋全部關斷。如圖2所示，以功率管T4為例，分析在一個開關周期內系統(tǒng)工作情況。T4導通期間等效電路如圖3所示，圖中電流電壓方向都是實際方向。

　　回路電壓方程為:

　　其中：Ud為蓄電池開路電壓；iP為母線電流；icd為支撐電容放電電流；id為子線電流；Rb為蓄電池充電時等效電阻；Uc為逆變器支撐電容電壓；eA，eB為相電勢；E為單相電勢平頂處幅值；RS為相電阻；L為相自感；M為相間互感；C為支撐電容容量。

　　很顯然，在T4、D6導通期間通過反電勢在電機的兩相電感中儲能，而支撐電容放電為蓄電池充電。

　　當T4關斷時等效電路如圖4所示。

　　關斷期間回路電壓方程為：

　　其中，icc為支撐電容充電電流。期間D1、D6導通，儲存在電感中的能量釋放出來(抬高支撐電容端電壓)，從而在為支撐電容充電的同時，將電流回灌進電池中，達到回收能量的作用。

　　對于支撐電容而言，根據能量守恒定律，穩(wěn)態(tài)時應有:

　　忽略母線電壓、電流和相電流的脈動，假定電容充放電過程中電流保持不變，即

　　再根據穩(wěn)態(tài)運行時電機電感能量守恒原則，有:

　　其中，占空比滿足0≤D<1。當D>(Ud-2E)/Ud時，Uc>Ud從而實現(xiàn)回饋功能。

2 硬件設計

　　2.1 硬件系統(tǒng)結構

　　TMS320F2812是美國TI公司推出的C2000平臺上定點32位DSP芯片，運行時鐘最快可達150 MHz，處理性能可達150 MIPS，每條指令周期6.67 ns。具有片內128 K×16位的SRAM，能夠滿足無刷直流電機系統(tǒng)實時控制的要求。本文即采用DSP為控制器構建BLDCM能量回饋控制系統(tǒng)。

　　如圖5為無刷直流電機硬件系統(tǒng)結構框圖。硬件系統(tǒng)由主控板、功率驅動和接口信號板構成。主控板是DSP的最小系統(tǒng)，功率驅動板上可實現(xiàn)功率驅動部分以及相關信號處理電路，功率驅動板為主控板提供電源。

　　2.2 驅動電路設計

　　驅動電壓一般為10~15 V。A相主電路和驅動電路如圖6所示，B、C相電路與此相同。圖6(a)為PWM隔離電路，此電路選用的光耦LCPL-2531，此芯片是一種雙通道高速光電耦合器，速度可達1 Mb/s。

　　圖6(b)的驅動電路選用IR2110為驅動芯片，內部為自舉操作設計了懸浮電源，有較寬的輸出柵極驅動電壓范圍。內部集成雙通道驅動模塊。高端工作電壓可達500 V，輸出的電源端電壓范圍10~20 V；邏輯電源電壓范圍5~15 V，可方便與TTL、CMOS電平相匹配；工作頻率高，可達500 kHz；開通、關斷延遲小，分別為120 ns和94 ns。圖6(b)中，IGBT_2H、IGBT_2L為母線電壓正負極，其間連有大電容。Vbs（驅動電路VB和VS管腳之間的電壓)為懸浮電源，它給集成電路的高端驅動電路提供電源。驅動輸入電容較大的MOSFET，在工作頻率較低的情況下，要注意自舉電容電壓穩(wěn)定性問題，上管的驅動波形峰頂如果出現(xiàn)下降的現(xiàn)象則要選取大的電容。為了避免VB過電壓損壞IR2110,電路中增加了穩(wěn)壓二極管D30。

　　2.3 檢測電路設計

　　2.3.1 位置檢測電路設計

　　無刷直流電機位置傳感器采用霍爾傳感器，并采用光耦對位置傳感器信號進行隔離處理，電路與圖6(a)類似。傳感器輸出通常為OC門，需要加上拉電阻實現(xiàn)正確輸出。在光耦隔離電路中，OC門輸出極的導通可以為光耦提供電流通道，所以光電隔離電路中霍爾傳感器輸出無需上拉也可以正常工作。

　　2.3.2 電流信號檢測

　　電流信號檢測選用電流傳感器LTS6-NP。電流傳感器的輸出信號需要接入DSP中進行處理。 處理電路如圖7所示。

　　此電路中的運算放大器采用模擬器件公司的(Analog Devices)OP27,具有低失調電壓和漂移特性與高速、低噪聲特性、高輸入阻抗的特點，適合用來做電流采樣信號處理。所以，運算放大電路構成差分放大器形式的電流信號處理電路。

　　圖中D5、D6為3 V穩(wěn)壓管，保護DSP的AD輸入端,確保輸入信號范圍保持在AD允許的輸入范圍內。后邊接一個一階RC濾波電路對電流信號進行濾波處理。

　　差分放大器正相輸入端為信號的輸出，反相輸入端為電流傳感器信號的地。本設計中運用差分放大器可以消除信號的同相成分，有利于區(qū)分噪音和信號，還能抑制噪音形成。圖中電路對稱結構，所以R26=R25,R20=R24。

　　傳遞函數如式(10)，要想調節(jié)電流傳感器信號送入AD的采樣范圍，可以調節(jié)R20、R25來實現(xiàn)。

　　2.4 串行通信接口電路設計

　　圖8所示為串行通信接口電路圖，串口接口芯片選用MAX3232，其與控制接口電壓都為3.3 V，所以可與DSP直接相連。本系統(tǒng)的通信接口由RS232和CAN構成。在TMS320F2812中集成了CAN總線控制器和串行通信接口模塊，加以必要的接口電路就可構成通信網絡。

3 軟件設計

　　本設計軟件部分如圖9所示，主程序模塊中先進行系統(tǒng)初始化工作，完成初始化后，主程序進入一個死循環(huán)，其主要功能就是響應中斷，調用中斷處理程序。

　　本文通過對永磁無刷直流電機的研究，采用TMS320F2812芯片作為主控芯片，實現(xiàn)了電動汽車制動能量回饋控制，使電動汽車在行駛中能量得到充分利用，并且增加了電動汽車的續(xù)駛里程，節(jié)約了能源，提高了效率。

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