傳統(tǒng)的燃油汽車(chē)在制動(dòng)時(shí)是將汽車(chē)的慣性能量通過(guò)制動(dòng)器的摩擦轉(zhuǎn)化成無(wú)法回收的熱能散發(fā)到周?chē)h(huán)境中消散掉了[1]。對(duì)于電動(dòng)汽車(chē)而言，由于電動(dòng)機(jī)具有可逆性，即電動(dòng)機(jī)在特定的條件下可以轉(zhuǎn)變成發(fā)電機(jī)運(yùn)行，因此可以在制動(dòng)時(shí)采用再生制動(dòng)的辦法，通過(guò)設(shè)計(jì)好的電力裝置將制動(dòng)產(chǎn)生的回饋電流充入儲(chǔ)能裝置[2-4]。研究表明，在城市工況下，大約有1/3到1/2的能量被消耗在制動(dòng)過(guò)程中[5]。因此，研究制動(dòng)能量回饋不僅增加了電動(dòng)汽車(chē)的續(xù)駛里程，對(duì)于降低電動(dòng)汽車(chē)能耗，緩解能源和環(huán)境壓力具有重要意義。

　　永磁無(wú)刷直流電機(jī)沒(méi)有電刷、利用電子換相，故而克服了任何電刷引起的問(wèn)題；另外，永磁無(wú)刷直流電機(jī)導(dǎo)熱性好，電動(dòng)機(jī)的效率與轉(zhuǎn)速永遠(yuǎn)保持同步關(guān)系，不會(huì)發(fā)生失步和震蕩現(xiàn)象[5-6]?；谝陨蟽?yōu)點(diǎn)，使得永磁無(wú)刷直流電機(jī)在能量回饋制動(dòng)系統(tǒng)的應(yīng)用中倍受青睞，本文分析了永磁無(wú)刷直流電機(jī)的制動(dòng)過(guò)程。

1 永磁無(wú)刷直流電機(jī)能量回饋制動(dòng)原理

　　1.1無(wú)刷直流電機(jī)全橋驅(qū)動(dòng)的聯(lián)結(jié)方式

　　三相星型形聯(lián)結(jié)全橋驅(qū)動(dòng)電路如圖1所示。星形聯(lián)結(jié)的二二導(dǎo)通方式是每次使兩個(gè)開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通。根據(jù)圖1的開(kāi)關(guān)管命名關(guān)系，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通順序?yàn)椋篤1V2、V2 V3、V3V4、V4V5、V5V6、V6V1?？梢?jiàn)，共有6種導(dǎo)通狀態(tài)，因?yàn)槊扛?0°電角度改變一次導(dǎo)通狀態(tài)，每改變一次狀態(tài)更換一個(gè)開(kāi)關(guān)管，每個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通120°電角度。當(dāng)V1V2導(dǎo)通時(shí)，電流的路線為：電源→V1→A相繞組→C相繞組→V2→地，其中A相和B相相當(dāng)于串聯(lián)，每相通電電流均為I。其他依此類(lèi)推。與三相半橋式驅(qū)動(dòng)方式相比較，三相全橋星形聯(lián)結(jié)二二導(dǎo)通方式的每個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為120°，每相繞組通電240°，繞組的利用率增加了，輸出的轉(zhuǎn)矩也增加了。

　　1.2 能量回饋制動(dòng)原理

　　無(wú)刷直流電機(jī)是電動(dòng)汽車(chē)中較常用的一類(lèi)電機(jī)，由其工作原理可知，只要改變同一磁極下電樞電流的方向，就可以改變電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩的方向。當(dāng)三相方波電流的相序所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩和電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)的方向相同時(shí)，電機(jī)工作于拖動(dòng)方式。反之，則產(chǎn)生制動(dòng)力矩，從而達(dá)到制動(dòng)效果。如果此時(shí)某種相序的實(shí)施不僅可以產(chǎn)生制動(dòng)力矩，同時(shí)還可以將繞組線圈中的反電勢(shì)能回饋到電池組中，則實(shí)現(xiàn)了能量回饋制動(dòng)。

　　電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)由蓄電池、永磁無(wú)刷電機(jī)以及控制器組成，原理圖如圖2所示。永磁無(wú)刷電機(jī)常用的工作方式為兩相導(dǎo)通，即一個(gè)周期內(nèi)各相正、負(fù)分別導(dǎo)通120°且三相相位相差120°為了獲得制動(dòng)力矩，在相反電勢(shì)幅值最大的120°期間，通一反方向的電流即可，但要能向蓄電池回饋能量，而不是從蓄電池汲取能量，則需要通過(guò)升壓斬波來(lái)實(shí)現(xiàn)。假定電機(jī)正向旋轉(zhuǎn)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，通過(guò)對(duì)不同功率管進(jìn)行斬波，可獲得制動(dòng)性質(zhì)的電磁轉(zhuǎn)矩。PWM 開(kāi)通的時(shí)間內(nèi)，在導(dǎo)通的閉合回路中對(duì)電機(jī)兩相的電感蓄能；PWM 關(guān)斷的時(shí)間內(nèi)，通過(guò)相應(yīng)的二極管續(xù)流，進(jìn)而為蓄電池充電。

　　永磁無(wú)刷電機(jī)回饋制動(dòng)方法可分為兩種：?jiǎn)蝹?cè)斬波，雙側(cè)斬波。本文介紹單側(cè)斬波方法。單側(cè)斬波只對(duì)逆變器的下橋斬波，上橋全部關(guān)斷。如圖2所示，以功率管T4為例，分析在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)系統(tǒng)工作情況。T4導(dǎo)通期間等效電路如圖3所示，圖中電流電壓方向都是實(shí)際方向。

　　回路電壓方程為:

　　其中：Ud為蓄電池開(kāi)路電壓；iP為母線電流；icd為支撐電容放電電流；id為子線電流；Rb為蓄電池充電時(shí)等效電阻；Uc為逆變器支撐電容電壓；eA，eB為相電勢(shì)；E為單相電勢(shì)平頂處幅值；RS為相電阻；L為相自感；M為相間互感；C為支撐電容容量。

　　很顯然，在T4、D6導(dǎo)通期間通過(guò)反電勢(shì)在電機(jī)的兩相電感中儲(chǔ)能，而支撐電容放電為蓄電池充電。

　　當(dāng)T4關(guān)斷時(shí)等效電路如圖4所示。

　　關(guān)斷期間回路電壓方程為：

　　其中，icc為支撐電容充電電流。期間D1、D6導(dǎo)通，儲(chǔ)存在電感中的能量釋放出來(lái)(抬高支撐電容端電壓)，從而在為支撐電容充電的同時(shí)，將電流回灌進(jìn)電池中，達(dá)到回收能量的作用。

　　對(duì)于支撐電容而言，根據(jù)能量守恒定律，穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)有:

　　忽略母線電壓、電流和相電流的脈動(dòng)，假定電容充放電過(guò)程中電流保持不變，即

　　再根據(jù)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)電機(jī)電感能量守恒原則，有:

　　其中，占空比滿足0≤D<1。當(dāng)D>(Ud-2E)/Ud時(shí)，Uc>Ud從而實(shí)現(xiàn)回饋功能。

2 硬件設(shè)計(jì)

　　2.1 硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　TMS320F2812是美國(guó)TI公司推出的C2000平臺(tái)上定點(diǎn)32位DSP芯片，運(yùn)行時(shí)鐘最快可達(dá)150 MHz，處理性能可達(dá)150 MIPS，每條指令周期6.67 ns。具有片內(nèi)128 K×16位的SRAM，能夠滿足無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng)實(shí)時(shí)控制的要求。本文即采用DSP為控制器構(gòu)建BLDCM能量回饋控制系統(tǒng)。

　　如圖5為無(wú)刷直流電機(jī)硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。硬件系統(tǒng)由主控板、功率驅(qū)動(dòng)和接口信號(hào)板構(gòu)成。主控板是DSP的最小系統(tǒng)，功率驅(qū)動(dòng)板上可實(shí)現(xiàn)功率驅(qū)動(dòng)部分以及相關(guān)信號(hào)處理電路，功率驅(qū)動(dòng)板為主控板提供電源。

　　2.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

　　驅(qū)動(dòng)電壓一般為10~15 V。A相主電路和驅(qū)動(dòng)電路如圖6所示，B、C相電路與此相同。圖6(a)為PWM隔離電路，此電路選用的光耦LCPL-2531，此芯片是一種雙通道高速光電耦合器，速度可達(dá)1 Mb/s。

　　圖6(b)的驅(qū)動(dòng)電路選用IR2110為驅(qū)動(dòng)芯片，內(nèi)部為自舉操作設(shè)計(jì)了懸浮電源，有較寬的輸出柵極驅(qū)動(dòng)電壓范圍。內(nèi)部集成雙通道驅(qū)動(dòng)模塊。高端工作電壓可達(dá)500 V，輸出的電源端電壓范圍10~20 V；邏輯電源電壓范圍5~15 V，可方便與TTL、CMOS電平相匹配；工作頻率高，可達(dá)500 kHz；開(kāi)通、關(guān)斷延遲小，分別為120 ns和94 ns。圖6(b)中，IGBT_2H、IGBT_2L為母線電壓正負(fù)極，其間連有大電容。Vbs（驅(qū)動(dòng)電路VB和VS管腳之間的電壓)為懸浮電源，它給集成電路的高端驅(qū)動(dòng)電路提供電源。驅(qū)動(dòng)輸入電容較大的MOSFET，在工作頻率較低的情況下，要注意自舉電容電壓穩(wěn)定性問(wèn)題，上管的驅(qū)動(dòng)波形峰頂如果出現(xiàn)下降的現(xiàn)象則要選取大的電容。為了避免VB過(guò)電壓損壞IR2110,電路中增加了穩(wěn)壓二極管D30。

　　2.3 檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

　　2.3.1 位置檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

　　無(wú)刷直流電機(jī)位置傳感器采用霍爾傳感器，并采用光耦對(duì)位置傳感器信號(hào)進(jìn)行隔離處理，電路與圖6(a)類(lèi)似。傳感器輸出通常為OC門(mén)，需要加上拉電阻實(shí)現(xiàn)正確輸出。在光耦隔離電路中，OC門(mén)輸出極的導(dǎo)通可以為光耦提供電流通道，所以光電隔離電路中霍爾傳感器輸出無(wú)需上拉也可以正常工作。

　　2.3.2 電流信號(hào)檢測(cè)

　　電流信號(hào)檢測(cè)選用電流傳感器LTS6-NP。電流傳感器的輸出信號(hào)需要接入DSP中進(jìn)行處理。 處理電路如圖7所示。

　　此電路中的運(yùn)算放大器采用模擬器件公司的(Analog Devices)OP27,具有低失調(diào)電壓和漂移特性與高速、低噪聲特性、高輸入阻抗的特點(diǎn)，適合用來(lái)做電流采樣信號(hào)處理。所以，運(yùn)算放大電路構(gòu)成差分放大器形式的電流信號(hào)處理電路。

　　圖中D5、D6為3 V穩(wěn)壓管，保護(hù)DSP的AD輸入端,確保輸入信號(hào)范圍保持在AD允許的輸入范圍內(nèi)。后邊接一個(gè)一階RC濾波電路對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行濾波處理。

　　差分放大器正相輸入端為信號(hào)的輸出，反相輸入端為電流傳感器信號(hào)的地。本設(shè)計(jì)中運(yùn)用差分放大器可以消除信號(hào)的同相成分，有利于區(qū)分噪音和信號(hào)，還能抑制噪音形成。圖中電路對(duì)稱結(jié)構(gòu)，所以R26=R25,R20=R24。

　　傳遞函數(shù)如式(10)，要想調(diào)節(jié)電流傳感器信號(hào)送入AD的采樣范圍，可以調(diào)節(jié)R20、R25來(lái)實(shí)現(xiàn)。

　　2.4 串行通信接口電路設(shè)計(jì)

　　圖8所示為串行通信接口電路圖，串口接口芯片選用MAX3232，其與控制接口電壓都為3.3 V，所以可與DSP直接相連。本系統(tǒng)的通信接口由RS232和CAN構(gòu)成。在TMS320F2812中集成了CAN總線控制器和串行通信接口模塊，加以必要的接口電路就可構(gòu)成通信網(wǎng)絡(luò)。

3 軟件設(shè)計(jì)

　　本設(shè)計(jì)軟件部分如圖9所示，主程序模塊中先進(jìn)行系統(tǒng)初始化工作，完成初始化后，主程序進(jìn)入一個(gè)死循環(huán)，其主要功能就是響應(yīng)中斷，調(diào)用中斷處理程序。

　　本文通過(guò)對(duì)永磁無(wú)刷直流電機(jī)的研究，采用TMS320F2812芯片作為主控芯片，實(shí)現(xiàn)了電動(dòng)汽車(chē)制動(dòng)能量回饋控制，使電動(dòng)汽車(chē)在行駛中能量得到充分利用，并且增加了電動(dòng)汽車(chē)的續(xù)駛里程，節(jié)約了能源，提高了效率。

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