0 引言

    LED作為新型的照明器件，被廣泛應用在家居照明、路燈照明、LED顯示等領域^[1]。為了充分發(fā)揮LED高效節(jié)能、工作壽命長等優(yōu)點，高效率、高功率因數、高可靠性的驅動電源成為了LED應用中的研究熱點^[2]。普通LED電源一般采用大電解電容作為儲能元件，工作壽命短，限制著LED整體系統長壽命的優(yōu)點。因此，在提高功率因數的前提下，如何減小電解電容或采用無電解電容的研究成為解決大功率LED驅動電源和工作壽命匹配的主要方法之一^[3-4]。為了提高電源利用率，減少電源諧波，降低LED工作中存在的頻閃、功率因數低等問題，LED的驅動電源一般采用具有單級PFC的恒流驅動方式^[5-6]。本設計采用CCM模式下隔離型AC/DC電源變換電路和UCC28810構成的功率因數校正電路作為主電源，并通過專用的恒流電路得到高效率、高功率因數、高穩(wěn)定性的LED驅動電源^[7-8]。文中重點闡述輸出30 V/600 mA的LED驅動電源系統的整體設計方法，給出具體的設計原理圖，并對設計樣機進行測試。系統整體框圖如圖1所示。

1 電路結構與原理分析

1.1 主電源電路設計

    主電源采用經典的單端反激結構，輸入端由保護電路和EMI電路組成，輸入電壓經過EMI濾波器和DB107整流橋，經C2和L2組成的差分低通濾波器濾除由高頻開關產生的電流紋波，得到VCC，結合MOS管的開通和關斷，通過變壓器耦合到副邊，利用副邊電容，將半正弦波濾成較為平滑的直流電。同時，由TL431和PC817將輸出電壓反饋回變壓器原邊的控制芯片進行電壓調整，使輸出電壓穩(wěn)定在指定值，電路如圖2。

    電路中R3、R22、R23、R24、C3和D4組成了RCD吸收回路，用于吸收初級的漏感能量，減小EMI干擾。變壓器T2的副邊用E1濾除低頻紋波，C4和L3抑制輸出的高頻紋波。輸出電壓通過R6、R12分壓，送到TL431的1腳上，通過C8、R11、C9反饋元件，利用光耦器件U1將電壓誤差反饋到原邊送給UCC28810進行調整。

1.2 PFC高頻變壓器設計

1.2.1 初級電感量的計算

    如圖2所示，采用反激隔離型PFC電路，當電源工作在DCM模式或者是CRM模式時可實現較高的功率因數，本設計電源工作采用CRM模式，單級PFC工作于臨界模式變壓器的初級電感量公式^[7]：

其中，V_IN(rms)為輸入電壓有效值，P_IN為輸入功率，f_SW為開關頻率，D為占空比，PF為功率因數，n為變壓器匝數比，V_O為輸出電壓。

    設定V_IN(rms)=99 V，D取0.45，PF值取0.95，開關頻率取80 kHz，效率取85%，則輸入功率為：

1.2.2 變壓器磁芯的選擇

    設計中考慮電源的功率、頻率、拓撲結構，并結合成本因數，選擇PC40材質，按照AP法初步選擇磁芯的型號：

式中，A_W為磁芯窗口面積，A_e為磁芯截面積；P_O為輸出功率；ΔB為磁芯工作磁感應強度，取0.23 T；K_u為窗口有效使用系數，取0.3；K_j為電流密度，取400 A/cm²。選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25，電感量系數A_L=2 000 nH/N²，A_e=40.3，A_W=78.73，AP=0.317 3>0.023 9。

1.2.3 初次級線圈數及磁芯氣隙的確定

    設計中選取的MOS管為6N80，其耐壓為800 V，而輸入電壓最大為242 V，其峰值為419 V，給MOS留下300 V的裕量，則允許的反射電壓：

    初級次級匝數比：

    初級電流：

式中，V_a是輔助繞組輸出電壓，取16 V。

1.2.4 初次級線徑的確定

    初級電流有效值I_rms1、次級電流峰值I_P2、次級電流有效值I_rms2分別為：

式中，S_P為漆包線的截面積；K_j為電流密度，一般取2.5 A/mm²。

    由式(14)和(15)可得，初級線截面積為0.1 mm²，次級線截面積為0.3 mm²。故選取初級線徑為單股0.2 mm，次級線徑為0.2 mm，三股并繞。

1.3 PFC功率因數校正電路設計

    利用UCC28810構成PFC功率因數校正電路^[8]，如圖3所示。

    圖3中，EAOUT引腳的輸入電壓和VINS引腳的輸入電壓通過UCC28810內部乘法器相乘，然后與電流采樣輸入引腳ISENSE的電壓進行比較，從而決定MOS管的關斷時刻。當ISENSE引腳的輸入電壓V_isense≥0.67×(V_EAOUT-2.5 V)×(V_VINS+75 mV)時，MOS管關斷，而MOS管的開通是由TZE引腳的輸入電壓決定的。TZE引腳的外部一般接到輔助繞組，所以能檢測到變壓器的退磁過程(即次級電流放電過程)，從而使芯片強制工作在臨界導通模式。

    如圖2，T2副邊電流經過變壓器耦合到原邊，經R9、R10后轉換為電壓，通過R7和C6組成的低通濾波器送入UCC28810的電流采樣引腳ISENSE構成電路檢測及濾波電路，經R18、R19、R20分壓后送入UC28810的瞬時半正弦波檢測引腳。

1.4 恒流調整控制電路

    恒流調整控制電路主要由CC2530可編程微處理器和高效率LED驅動芯片SN3350組成^[9-10]，利用INA193采樣流過負載LED的實時電流，并送CC2530進行處理，如圖4所示。

    通過在LED兩端并聯一個多層瓷片電容C14，可以使輸出電流的紋波減小。這個電容雖然不會影響系統頻率和效率，但是會通過減小LED兩端電壓上升速度，增加啟動時間。

2 實驗與結果分析

    圖5為交流110 V和220 V輸入時的波形圖。從圖中可以看出，輸入電流波形很好地跟蹤輸入電壓波形，利用功率因數表測試，PF值為0.975和0.983，實現了較好的功率因數校正。

    AC/DC變換后的輸出30 V電壓波形如圖6所示，提供給后級LED恒流電路。從測試波形可看出，輸出電壓的直流分量RMS=30 V；并在直流分量上疊加有RMS=591 mV、頻率為177 Hz的紋波電壓，獲得較好輸出效果。

    對LED驅動電源進行整體測試，實驗測試的結果如表1所示。

    分析表1的測試數據，對于第一級電源，在95 V～258 V交流電壓輸入的情況下整個電源都能正常工作，PF值都在0.965以上；負載調整率和電壓調整率較好，輸出電壓基本保持不變，輸出紋波較小，并且在全電壓范圍內的效率都達到了85%以上。對于第二級電源，整個測試的過程中輸出電流基本保持不變，達到了恒流的精度要求，效率也保持在90%以上，實現了高功率因數、高效率的設計要求。

3 結論

    文中闡述了高功率LED恒流可調驅動電源的具體設計方法，對UCC28810構成的單級PFC電路和恒流驅動控制電路進行分析，并給出具體的設計方案和參考電路。對系統整體測試結果表明，該電源具有較高功率因數和高效率的特點，并具有PWM精確恒流調控，可同時用于精確調光。

參考文獻

[1] 呂海軍.我國LED產業(yè)發(fā)展現狀及未來發(fā)展展望[J].照明工程學報，2013，24(3)：6-10.

[2] Li Yancun，Chen Chernlin.A novel single-stage high-power-factor AC-to-DC LED driving circuit with leakage inductance energy recycling[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59(2)：793-802.

[3] Wu Chen，HUI S Y R.Elimination of an electrolytic capacitor in AC/DC Light-Emitting Diode(LED) driver with high input power factor and constant output current[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(3)：1598-1607.

[4] Wang Shu，Ruan Xinbo，Yao Kai，et al.A flicker-free electrolytic capacitor-less AC-DC LED driver[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(11)：4540-4548.

[5] 陳武，王廣江.一種高功率因數無電解電容LED恒流驅動電源[J].電工技術學報，2013，28(11)：216-222.

[6] 張建飛，史永勝，寧青菊，等.單級PFC LED驅動電源的研究與設計[J].液晶與顯示，2012，27(5)：671-676.

[7] 馮仕勝.NCL30001 CCM模式單級PFC大功率LED驅動電源的設計[J].電源學報，2012(6)：102-106.

[8] 毛興武.基于單級PFC控制器UCC28810的LED照明電源[J].燈與照明，2011，35(1)：52-55.

[9] 李治斌，鄧小芳，張余明，等.基于ZigBee技術的智能調光開關設計[J].傳感器與微系統，2014，33(1)：60-63.

[10] 劉琦，秦會斌，張振銀.可單組調光的1W LED陣列驅動設計[J].機電工程，2011，28(8)：991-995.