文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2015.10.035
中文引用格式： 臧鵬，洪峰，辛張楠，等. LCL濾波器型雙Buck并網(wǎng)逆變器[J].電子技術應用，2015，41(10)：129-132.
英文引用格式： Zang Peng，Hong Feng，Xin Zhangnan，et al. Dual buck inverter photovoltaic grid with LCL filter[J].Application of Electronic Technique，2015，41(10)：129-132.
0 引言
雙Buck逆變器是針對航空電源和新能源發(fā)電等對電源可靠性和效率要求高的場合提出的一類逆變器拓撲。雙Buck逆變器無橋臂直通和開關管寄生二極管反向恢復問題，開關損耗低。但雙Buck逆變器需要兩個獨立濾波電感，磁件體積、重量均較大。
在抑制高頻諧波的同時又減小電感體積與重量是雙Buck逆變器研究的一個方向。文獻[1-2]改進雙Buck逆變器的控制方法，消除了固有的電流過零畸變，實現(xiàn)較小的電流紋波。但電路組成復雜，電感數(shù)量多、體積大，穩(wěn)定性差。文獻[3]在雙Buck逆變器中引入磁集成技術，有效地減小了磁件體積和重量。但磁集成技術有環(huán)流，破壞雙Buck的半周期模態(tài)，降低電路效率。文獻[4]使用LLC對雙Buck逆變器濾波，電感量與電感體積均減小，但電路有兩個分壓電容，器件的電壓應力大，系統(tǒng)穩(wěn)定性差。
本文提出用LCL濾波器對雙Buck并網(wǎng)逆變器濾波。LCL 濾波器對高頻諧波電流有很大的衰減作用，而且同樣的諧波抑制效果，所需電感量較L、LC濾波器更小，電感體積與重量減小。尤其對雙Buck并網(wǎng)逆變器，整個工作周期需要兩個獨立濾波電感的拓撲。這一設計既保證電路高頻諧波濾波特性好、輸出紋波小，又減小磁件體積和重量。本文結合LCL濾波器型雙Buck并網(wǎng)逆變器的研究，分析了LCL濾波器的參數(shù)及系統(tǒng)穩(wěn)定性。
1 LCL濾波器型雙Buck并網(wǎng)逆變器原理簡介
圖1是LC濾波器型雙Buck并網(wǎng)逆變器的電路拓撲。圖中，將濾波電容Cs接在電網(wǎng)兩端。A、C間電壓為UAC，B、C間電壓為UBC。輸出電壓正極性半周，開關管S1斬波，二極管D1續(xù)流，逆變器輸出電平UAC為+Udc或-Udc，UBC與電網(wǎng)電壓一致。輸出電壓負極性半周與正極性半周工作過程對稱。UAC和UBC分別經(jīng)過LC濾波后輸出一個完整的正弦波給電網(wǎng)。這種濾波方式結構簡單，但雙Buck電路有兩個橋臂并聯(lián)工作，需兩個電感，電感體積大，成本高。因此本文提出用LCL濾波器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的LC濾波器對雙Buck并網(wǎng)逆變器進行濾波以保證在同樣輸出電流紋波的情況下，減小電感量、磁件體積。
對圖1中Buck全橋逆變器修改如下：輸出負載處串電感L3且電容Cs與L3、電網(wǎng)并聯(lián)。如圖2。
電路工作分4模態(tài)，如圖3示。
(1)工作模態(tài)1：如圖3(a)所示，輸出電流Io>0，電感電流IL1>0，電感電流IL2=0，功率開關管S2截止，S1導通，IL1的數(shù)值線性上升，變換器輸出UAC為+Udc。
(2)工作模態(tài)2：如圖3(b)所示，Io>0，IL1>0，IL2=0，S2截止，S1關斷，IL1從功率二極管D1續(xù)流，線性下降，變換器輸出UAC=-Udc。
(3)工作模態(tài)3：如圖3(c)所示，Io<0，IL1=0，IL2>0，IL3<0，S1截止，S2導通，IL2線性上升，變換器輸出UBC=-Udc。
(4)工作模態(tài)4：如圖3(d)所示，Io<0，IL1=0，IL2>0，S1截止，S2關斷，IL2從二極管D2續(xù)流，線性下降，變換器輸出UBC=+Udc。
2 LCL濾波器型雙Buck并網(wǎng)逆變器的分析
2.1 LCL電容參數(shù)選取
濾波電容Cs對逆變器低頻波呈高阻抗，對高頻波呈低阻抗，增大濾波電容可加強高頻諧波衰減。但Cs增大導致無功功率增加，電路效率降低。一般取Cs無功功率Pc與電路額定功率P的百分比作為選取濾波電容標準，如式(1)：
2.2 LCL濾波器電感參數(shù)選取與分析
雙Buck并網(wǎng)逆變器由兩個Buck橋臂電路并聯(lián)組成，各工作半周，過程對稱，將兩路Buck等效為一路分析。本文逆變器輸出電壓等效為基波與高頻諧波電壓之和，二者均為正弦波形式。高頻電路等效示意圖如圖4，Uhi是高頻源，Ih1、Ih3、Ihc分別是逆變器側輸出電流、負載電流和電容電流的高頻分量。LCL濾波器中總電感量為L，a是LCL電感取值比例系數(shù)，0<a<1。
根據(jù)圖4有逆變器側輸出電壓與負載電流的關系式為：
式(2)、式(3)可分別求得逆變器側輸出的高頻電壓到網(wǎng)測輸出的高頻電流的開環(huán)傳遞函數(shù)為：
當G0(S)=0時，高頻諧波會在進入電網(wǎng)前全部被濾除，所以此時的角頻率為LCL濾波器所需的諧振角頻率，如下式：
通常為避免在低頻和高頻處產(chǎn)生諧振，則應使諧振角頻率滿足：
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在濾波器對高頻諧波有同樣抑制比時，由式(10)知LCL濾波器總電感值L取LC濾波器電感值的1/3即可。對于LC濾波器，滿載1 000 W時，電流紋波取小于平均電流的0.2[6]，得到電感取1.16 mH，LCL的電感量取387 μH即可。
L1和L3的比例關系在L和Cs一定時，對諧振角頻率會有影響，為避免在靠近低頻和高頻處發(fā)生諧振，在高頻等效電路不考慮阻抗的情況下，參照式(8)選取L1/L=0.7或0.3，此時ωr=55K(rad/s)滿足式(8)。紋波電流會增加功率模塊的損耗與溫升，降低功率器件使用壽命，所以一般要求逆變器側電流的紋波含量要小。因此本實驗中，取L1/L=0.7。所以L1=270 μH，L2=117 μH。
2.3 電路系統(tǒng)分析
雙Buck并網(wǎng)逆變器閉環(huán)系統(tǒng)框圖如圖5所示。
Kp、Ki分別是電流環(huán)的比例積分系數(shù)。Ki是逆變器輸出總電流的采樣比例系數(shù)，Ir是電壓環(huán)的基準。Ug是電網(wǎng)電壓，傳遞函數(shù)G1根據(jù)等效電路圖4和方程組：
為便于分析，得系統(tǒng)線性化等效框圖6。
KPWM是系統(tǒng)線性化后的等效比例系數(shù)，Io=Ig=I3。根據(jù)圖6得到經(jīng)反饋校正后的輸出電流Ig和基準電流Ir的開環(huán)傳遞函數(shù)如下：
其中，Z是電網(wǎng)等效阻抗。
根據(jù)傳遞函數(shù)繪制幅頻特性曲線如圖7，濾波器的截止頻率55K(rad/s)，在開關頻率188K(rad/s)的1/3處。相頻特性曲線中，相位裕度在40°，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性良好。
3 實驗結果
LCL型雙Buck并網(wǎng)逆變器原理樣機主要參數(shù)如下：輸出濾波電容Cs=4 μF，輸出濾波電感L1=L2=270 μH，L3=117 μH，磁芯選取L1、L2為EE40，L3為單EE28，磁芯總體積Ve=29 400 mm3。為分析比較，LC型雙Buck并網(wǎng)逆變器的器件選型同上臺樣機一致，只有輸出濾波電感L1=L2=1.2 mH，磁芯選取均為雙EE55磁芯，磁芯總體積Ve=139 600 mm3。雙Buck并網(wǎng)逆變器用LCL濾波器的電感感值是L濾波器的1/3，電感體積是1/4。
圖8為使用LCL濾波器的關鍵波形：電網(wǎng)電壓Ug、逆變器側輸出電流IL、高頻開關驅動信號Drv1、輸出電流Io。圖9為LC型雙Buck并網(wǎng)逆變器的關鍵波形。如圖8、9所示，LCL型雙Buck并網(wǎng)逆變器在電感量和電感體積均小于LC型的情況下，二者的輸出電壓、電流波形基本一致。
4 結論
本文提出一種LCL型雙Buck并網(wǎng)逆變器，分析了電路工作過程及其穩(wěn)定性，并設計了LCL參數(shù)。本文提出的拓撲特點如下：繼承雙Buck變換器本身輸出諧波含量小，無橋臂直通等優(yōu)點。電感感值減小，提高系統(tǒng)效率。
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