0 引言

    近年來,隨著服務器電源和個人計算機電源對可靠性和穩(wěn)定性^[1-2]的要求,傳統(tǒng)模擬電源不能滿足要求，因其在輕載時效率較低，往往要增加輔助電路，增加了控制電路的復雜性，降低了電源的可靠性和穩(wěn)定性，效率也隨之減少^[3]。因此，數(shù)字控制電源被廣泛應用，其集成度已達到很高水平，輕載效率較模擬電源有很大改善和提高^[4-5]。

    如今，LLC諧振變換器因其具有自然軟開關特性，被作為數(shù)字電源的拓撲結構進行了分析與設計。文獻[6，7]和文獻[8，9]分別提出的LLC諧振變換器PWM和PFM控制策略都沒有對輕載模式狀態(tài)進行研究，并未實現(xiàn)真正意義上的高輕載效率。本文研究的數(shù)字控制諧振變換器如圖1所示，提出了一種基于DSP控制的Burst模式控制策略，即輕載時使開關頻率逐漸減小，開關周期次數(shù)減少，開關損耗減小，從而得到較高效率。最后，通過一臺350 W的實驗樣機驗證了所提控制方法的正確性和有效性^[7-9]。

1 LLC諧振變換器工作原理

1.1 變換器重載及輕載工作原理

    圖1是本文設計的基于TMS320F2812的高輕載效率的數(shù)字DC/DC變換器的硬件結構圖。

    通常使變換器工作在f_r1<f<f_r2頻率范圍內(nèi)，通過控制半橋LLC諧振電路中Q1、Q2的占空比控制能量傳輸，調節(jié)電壓輸出。當諧振變換器帶重載（20%～100%額定負載），由圖2可知i_Lr和i_Lm之間能量之差較大，此能量通過T1向副邊傳輸；當諧振變換器帶輕載(20%額定負載下)，由圖3可知i_Lr和i_Lm之間的能量之差相比于帶重載時較小，所以向副邊傳輸?shù)哪芰孔兩?sup>[10-11]，而變換器工作狀態(tài)受直流增益的影響，影響直流增益的參數(shù)有比例系數(shù)k、串聯(lián)諧振品質因數(shù)Q、變壓器匝比n等^[12]。

1.2 采用Burst模式控制原理

    圖4是Burst模式的工作原理圖，其中T_burst是變換器進入Burst模式的工作周期，T_on是兩個主功率開關管導通時間，T_off是開關管關斷時間。當變換器工作于輕載模式下，主程序進入Burst模式，并且變換器進入間歇式工作，兩個MOSFET功率開關管在T_off時都處于關閉狀態(tài)。隨著負載進一步減小，會減小平均開關頻率，開關周期次數(shù)減小，損耗減少，達到提高效率的目的。

2 LLC諧振變換器Burst模式控制策略

2.1 硬件設計策略

    系統(tǒng)硬件結構如圖1所示。通過采樣電路以及A/D轉換器將3路信號(變壓器初級側電流I_p、輸出電流I_o以及輸出電壓U_o)采樣并送入DSP2812，INA1、INA2、INA3端口分別對I_p、U_o和I_o采樣。DSP內(nèi)部的PWM1、PWM2端口輸出死區(qū)固定、占空比大小固定的驅動信號，通過驅動電路來驅動主功率開關管Q1、Q2。

    本文所設計的變換器的系統(tǒng)參數(shù)如下：額定輸入電壓V_in=400 V，額定輸出功率350 W，輸出電壓24 V，輸出電流15 A，開關頻率100 kHz，變壓器變比41：6，諧振電感L_r=60 μH，諧振電容C_r=42 nF，勵磁電感L_m=180 μH。主功率開關管采用STP12NM50(550 V，12 A)，驅動芯片采用UCC27424DGN。

2.2 控制電路設計策略

    本文的DC/DC諧振變換器采用雙環(huán)控制，如圖5，輸出電壓U₀與電壓基準值U_ref比較產(chǎn)生誤差電壓U_err，經(jīng)過調節(jié)器G_V形成電壓外環(huán)控制；變壓器初級側電流I_p與基準值電流I_ref比較形成誤差電流I_err，經(jīng)過調節(jié)器G_C形成電流內(nèi)環(huán)控制；電流內(nèi)環(huán)輸出為有效占空比，根據(jù)占空比信號產(chǎn)生PWM信號^[13-14]。

    本文采取增量式PID，即數(shù)字控制器輸出的是相鄰兩次采樣時刻所計算的位置值之差：

    本文根據(jù)變換器系統(tǒng)的硬件條件將采樣頻率調到極限值，提高系統(tǒng)尤其是在輕載時的控制性能，運用極點配置的方法整定PID的比例、積分、微分系數(shù)，使得變換器在輕載時達到良好的控制效果。由Saber仿真得到整定參數(shù)K_p=0.22，K_i=1 265，K_d=0.000 016 2。

2.3 軟件設計策略

    本文分別對主程序、中斷程序和PID算法程序進行了設計，并且整個程序運行良好，基本達到預期設計要求。如圖6所示，主程序中首先進行系統(tǒng)配置及初始化，然后初始化ADC、PWM及PID控制模塊參數(shù)，并且在等待中斷的時間內(nèi)采集輸出電壓，如果發(fā)生ADC中斷則進入相應的流程^[15-16]。

    本設計中CPU時鐘頻率設為40 MHz，ADC模塊每20 ms采樣一次。數(shù)字PID運算都在ADC中斷調用執(zhí)行，得到的輸出控制量U(k)經(jīng)限幅后賦給比較單元寄存器(TXCMPR，X=3、4)中，即在程序中加入下面語句實現(xiàn)在線調整PWM波占空比：

    T3CMPR=CMAX-Uk；

    T4CMPR=Uk；

    其中CMAX為定時器計數(shù)最大值，Uk為PID控制器第K次輸出。本設計在輕載情況下，采用Burst模式控制改變PWM占空比，隔斷工作周期，形成無效周期，使得開關頻率減小，達到降低開斷損耗、提高效率的目的。

3 實驗與分析

    本文為了驗證設計的合理性，首先利用參數(shù)對電路進行仿真，仿真實驗以Saber為平臺，對半橋諧振電路輕載和空載情況進行研究分析。主要實驗參數(shù)設計如下：諧振電感L_r=60 μH，諧振電容C_r=42 nF，勵磁電感L_m=180 μH。變壓器變比n=41：6，開關頻率f_s=100 kHz，死區(qū)時間t_dead=200 ns。

    空載是諧振半橋電路工作時比輕載更惡劣的一種情況，在此狀態(tài)下，由圖7波形可知此諧振變換器能夠實現(xiàn)ZVS，并且在空載時i_Lr和i_Lm之差較穩(wěn)定，原邊能向副邊穩(wěn)定傳輸能量，并且輸出電壓基本達到24 V，說明參數(shù)設計較合理，能夠實現(xiàn)諧振，實現(xiàn)軟開關，仿真電路工作正常。本文設計了一款額定功率為350 W左右的試驗樣機。

    圖8為Q2零電壓開通時各極間電壓。實驗表明，此半橋諧振變換器能夠在輕載情況下實現(xiàn)原邊開關管的零電壓開通和副邊二極管的零電流關斷，零電壓的開通和零電流的關斷有效減小了開通關斷時的損耗，有助于變換器效率的提高。

    圖9將在輕載情況下沒有經(jīng)過Burst模式控制的變換器和經(jīng)過Burst模式控制的變換器作比較，可以發(fā)現(xiàn)，在低于5%額定負載的情況下效率達到87%以上，在5%～20%額定負載的情況下效率達到93%以上，遠高于不經(jīng)Burst模式控制的變換器的輕載效率。原因在于數(shù)字控制的LLC諧振變換器在輕載時也能夠實現(xiàn)軟開關技術，而且不存在PWM變換器中二極管中的反向恢復電流問題，所以二極管的耐壓降低，極大地降低了開關管的開斷損耗。

4 結論

    本文對諧振變換器輕載效率進行了研究，提出了一種基于DSP的數(shù)字控制策略，能夠有效控制開關管的占空比，使開關頻率逐漸減小，開關周期次數(shù)減少，開關損耗減小，從而在輕載時得到較高效率。仿真和實驗結果表明，輕載情況下該Burst模式控制下的拓撲結構簡單易控，大大降低了開斷損耗，能夠較好地實現(xiàn)零電壓開通，可以被廣泛用在機站電源和特種電源中等，具有很好的應用前景。

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