0 引言

　　時鐘信號產生電路對于微控制處理單元芯片（Micro Control Unit，MCU）的設計必不可少。在MCU的應用中，振蕩器源主要包括晶體振蕩器和片內振蕩器。晶體振蕩器可以產生頻率精度很高的時鐘信號，該時鐘信號頻率受工藝、電源電壓和溫度的影響較小。但是其缺點在于需要占用額外的兩個管腳用以連接芯片外部的晶體，一方面增加了芯片本身的面積和成本，另一方面增加了芯片的使用成本[1]。同時對于惡劣的外部環(huán)境的干擾，晶體振蕩器存在停振的可能性。

　　在對時鐘頻率要求不太高的應用環(huán)境中，采用內部的振蕩器既可以節(jié)省面積，又可以保證其工作的可靠性。特別是對于現(xiàn)在越來越高集成的MCU芯片，減少芯片管腳的個數是提高芯片競爭力的重要手段之一。現(xiàn)今的MCU芯片正朝著高集成度、低功耗的方向發(fā)展，出于功耗和性能的考慮，MCU往往設計了多種工作模式。當芯片空閑時，MCU進入休眠模式用以節(jié)省功耗。在休眠模式下，芯片主時鐘會被關閉，為了使芯片能從休眠模式中被喚醒，芯片仍然需要一個低頻的時鐘信號作為系統(tǒng)時鐘[2-4]。在這種低功耗應用場合，MCU對頻率的精度要求并不太高，該時鐘電路的功耗成為了更重要的指標，因此該振蕩器的設計要點為在低功耗的基礎上，提高輸出頻率的精度。

　　本文采用的振蕩器屬于環(huán)形振蕩器，包括一個電流偏置產生電路和一個環(huán)形振蕩器級。環(huán)形振蕩器級由兩種反相器組成，這兩種反相器在電源電壓和溫度特性上呈反相關系，最終獲得電源電壓和溫度補償的輸出頻率。

1 電路設計與分析

　　1.1 電路結構與原理

　　本文設計的振蕩器結構如圖1所示，由基準電流源、恒流源充放電以及比較器組成。

　　由基準電流源電路產生與溫度成正比（Proportional to Absolute Temperature，PTAT）電流，該電流給反相器鏈中的一級或幾級提供電流，反相器鏈中的其他反相器則為普通反相器。

　　圖1中的第一級反相器為電流受限的反相器，INV2和INV3為普通反相器。第一級受限的電流來自于自偏置基準電流源，該電流為PTAT電流，因此INV1對輸出節(jié)點的充電和放電電流都受到PTAT電流限制。假設在典型電壓下，后級反相器翻轉的閾值電壓為VTH，INV1的輸出節(jié)點處電容為C1，則INV1從GND充電到VTH的時間為VTH×C1/I，放電時間則為(VDD-VTH)×C1/I。當溫度降低時，PTAT電流變小，INV的充放電時間變長；溫度升高時，PTAT電流變大，INV的充放電時間變短，因此INV1的傳播延時T1與溫度成反比。當電源電壓發(fā)生變化時，后級反相器的翻轉電壓會受到電源電壓影響，電源電壓升高時，VTH增大；電源電壓降低時，VTH減小，因此INV1的傳播延時T1與電源電壓之間的關系為電源電壓越高，T1越大?？偨Y起來，受限于PTAT電流反相器的傳播延時與溫度成反比，與電源電壓成正比。

　　對于普通反相器，隨著溫度的升高，MOS管載流子遷移率下降，普通反相器的傳播延時為正溫度系數，而CMOS反相器傳播延時與電源電壓之間為反相關系[5]。總結起來，普通CMOS反相器的傳播延時與溫度呈正比，與電源電壓呈反比。

　　不難發(fā)現(xiàn)，受限于PTAT電流的反相器與普通CMOS反相器傳播延時的溫度特性和電源電壓特性是相反的，因此在環(huán)形振蕩器中采用這兩種類型的反相器，就可以對溫度和電源電壓的影響結果進行補償，通過調節(jié)每種反相器的級數和PTAT電流鏡比例來優(yōu)化溫度和電壓補償效果，最終得到良好的溫度特性和電源電壓特性的時鐘頻率。

　　由于電流受限反相器的輸出信號變化較慢，因此后面的反相器采用倒寬長比的MOS管組成，用以優(yōu)化功耗，并逐級增大寬長比，達到最好的功耗優(yōu)化。由于該振蕩器電路結構較為簡單，靜態(tài)電流消耗支路較少，因此可以實現(xiàn)較低功耗。

　　1.2 與電源電壓無關的電流源

　　與電源電壓無關電流源電路圖如圖2所示，該電流源的核心電路為由M1～M6以及R1組成的與電源電壓無關的電流源，MS1～MS4則為啟動電路[6]。M1和M2工作在亞閾值區(qū)，R1上的電壓為M1與M2的VGS差值，該電壓為PTAT電壓，經過R1后得到PTAT電流。正常工作時，M1/2柵極電壓約一個閾值電壓，MS4管開啟，將MS3管柵極電壓拉低，從而MS3管關斷，MS3漏極沒有電流，不影響電流源電路正常工作。當電流源處于異常零狀態(tài)時，M5/6管的柵極為高電平，M1/2管的柵極電壓為低電平。MS4管關斷，MS2支路導通，從而MS3管開啟，對M6管柵漏連接節(jié)點下拉電流，將M5/6管的柵極拉低，使得電流源電路脫離零穩(wěn)態(tài)進入正常工作狀態(tài)。

　　電流源支路上產生的電流為M1與M2的ΔVGS除以電阻得到的值，其中，為了進一步提高電流與電源電壓的不相關性，加入Cascode管M3和M4。

2 仿真和測試結果

　　該振蕩器采用的是0.18 m CMOS工藝設計，使用Cadence Spectre工具對電路進行仿真，振蕩器輸出頻率與電源電壓和溫度之間的關系如圖3所示，電流仿真結果如圖4所示。

　　從仿真結果可以看出，在MCU的-40 ℃~85 ℃全溫區(qū)工作范圍內，振蕩器的偏差不大，在不同的電源電壓情況下，溫度補償的效果不一樣，例如在4.5 V電源電壓情況下，溫度補償的效果最好。在電池供電到正常供電的電源電壓范圍(3.5 V~5.5 V)內，溫度從-40 ℃變化至85 ℃，其輸出頻率從288 kHz變化到305 kHz。典型條件(電源電壓5 V及溫度27 ℃)下振蕩器的輸出頻率為303 kHz，因此電源電壓和溫度引起的振蕩頻率偏差為-5%~0.7%。

　　從圖4中可以看到在電源電壓從3.5 V~5.5 V以及溫度從-40 ℃~85 ℃的變化范圍內，平均電流消耗在1.2 A~3.3 A范圍內，電源電壓越高，工作電流越大，溫度越高，工作電流越大。

　　對18顆芯片進行了典型環(huán)境下的輸出頻率測試，由于寄生電容的影響，環(huán)形振蕩器的頻率測試結果比仿真結果低。對這18芯片進行統(tǒng)計分布，如圖5所示，可以看到，輸出頻率主要集中在265 kHz~270 kHz的頻率范圍內。圖6為輸出頻率測試結果，圖7為工作電流測試結果。

　　從圖6中可以看到在不同電壓下，溫度曲線基本呈凹形，從常溫往高溫階段變化較小，低溫到常溫階段頻率變化更大，在3.5 V~5.5 V電源電壓內，-40 ℃~85 ℃的溫度變化內，輸出頻率的偏差在-2.3%~6.5%之間。

　　該工作電流測試結果與仿真結果較為接近，電源電壓越高，工作電流越大，而測試結果中的低溫時工作電流偏大的原因是在低溫時振蕩頻率增大，因此帶來了更多的動態(tài)功耗，在3.5 V~5.5 V電源電壓、-40 ℃~85 ℃的溫度變化內，振蕩器工作電流在1.25 ?滋A~3.25 ?滋A之內。

3 結論

　　本文所設計振蕩器電路采用兩種反相器構成環(huán)形振蕩器。一種是受限于PTAT電流的反相器，另一種是普通CMOS反相器。通過利用電源電壓和溫度對這兩種反相器的傳輸延時影響互為相反的特性，使得環(huán)形振蕩器輸出頻率得到補償，由于電路結構簡單，電流消耗支路較少，因此可以實現(xiàn)較低功耗。最后測試結果證明，在較寬的電源電壓和溫度范圍內，振蕩器能產生頻率穩(wěn)定的方波信號，整體功耗消耗較小，能滿足MCU對低功耗低頻振蕩器的要求。除了MCU芯片，該振蕩器還適用其他對功耗要求較高的低頻應用場合。

參考文獻

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