本系列文章的第 9 部分是大家熟悉的電子工程的第 5 章——“保持電容負載穩(wěn)定性的六種方法”。這六種方法包括：Riso、高增益及 CF、噪聲增益、噪聲增益及CF、輸出引腳補償以及帶雙向反饋的 Riso。我們將在本部分介紹輸出引腳補償。這種保持電容負載穩(wěn)定性方法不同于輸出運算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò)，輸出運算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò)通常用于功率運算放大器（帶有所有 NPN 輸出級）輸出，其目的是在驅(qū)動電容負載時防止意外高頻振蕩。本系列文章的后面章節(jié)將詳細介紹“緩沖”網(wǎng)絡(luò)的使用情況。

　　有時，在現(xiàn)實生活中，我們并非總能夠接近運算放大器的 -輸入和/或 +輸入，因此無法在模擬工具欄中使用其他補償方法。我們將會在本部分探討用于發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器及 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。發(fā)射極跟隨器應(yīng)用需要在獨特的 4～20mA 構(gòu)建塊集成電路上采用一個參考輸出。CMOS RRO 應(yīng)用涉及一種用于電源反饋的差動放大器。這兩種依范例定義的情況都屬于現(xiàn)實應(yīng)用。為此，我們可以斷定唯一的保持電容負載穩(wěn)定性的方法只能是輸出引腳補償。除了一階分析與 TINA Spice 模擬之外，我們還可以

利用“預(yù)測”結(jié)果來進行實際實施。

　　雙極性發(fā)射極跟隨器：輸出引腳補償

　　我們的雙極性發(fā)射極跟隨器輸出引腳補償實例如圖 9.1 所示。XTR115/XT116 是一種可以將輸入電壓變化轉(zhuǎn)換成 4～20mA 模擬信號的雙線4～20mA 集成電路。由于 4～20mA 發(fā)送器用于驅(qū)動長距離線路，因此需要 7.5～36V 的大工作電壓范圍。此外，XTR115/XTR116 配有子穩(wěn)壓器，可為傳感器調(diào)節(jié)電路提供 5V 的供電電壓，以及 2.5V（XTR115）或 4.096V（XTR116）的高精度參考電壓。

　　4～20mA 信號范圍是既定的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，用于工廠（普遍存在 50 或 60Hz 高電壓噪聲）等嘈雜環(huán)境中長距離（1 英里或 1.6 公里以上）模擬信號的傳輸。由于該標(biāo)準(zhǔn)是采用電流控制的傳輸，因此使用兩條線路可以避免電壓噪聲耦合。它采用兩條相同的線路來傳輸功率與信號。由于使用的模擬信號范圍規(guī)定為 4～20mA，因此其中 4mA 的信號可驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電路并觸發(fā)兩條線路發(fā)送器端的傳感器。功率由接收機提供，而接收機同時還能接收 4～20mA 的模擬信號，該信號已根據(jù)傳感器測量的實際參數(shù)（如：橋接壓力傳感器發(fā)送的壓力）進行了分級。4～20mA 信號在接收機端通常由 A/D 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為1V～5V的電阻器（250 歐姆）電壓。

　　通常在此類 4～20mA 傳感器發(fā)送器中采用微控制器讀取并將線性常數(shù)應(yīng)用到實際傳感器中。微控制器必須是低功耗控制器，以便允許某些電流觸發(fā)傳感器，原因是我們的總調(diào)節(jié)電路電流預(yù)算必須低于 4mA。MSP430F2003 提供一種低電壓、低靜態(tài)電流微控制器。該微控制器具有一個用于讀取橋接變化的板上 ADC。在微控制器應(yīng)用了線性常數(shù)之后，即與 DAC8832（一款用于生成 XTR115/XTR116 所需模擬輸入電壓的低功耗 DAC）進行通信。DAC8832 由一種零漂移、低功耗、單電源的運算放大器（OPA333）進行緩沖。由于我們的系統(tǒng)是一套完美的系統(tǒng)，因此可驅(qū)動任何器件，其中包括XTR115/XTR116 的精確VREF 引腳。我們之所以選擇 XTR115 (2.5V VREF) 是因為 MSP430F2003 只能在 1.8V～3.3V 范圍內(nèi)工作。目前 MSP4302003 的板上 ADC 以及 DAC8832 將采用 XTR115 高精度 2.5V 參考電壓。我們的典型總調(diào)節(jié)電路靜態(tài)電流為 562uA，可以保留 3.4mA 的電流用于觸發(fā)橋接傳感器。目前我們唯一的難題是需要添加許多本地旁路電容器，以便在 XTR115 的 VREF 引腳驅(qū)動的眾多集成電路附近實現(xiàn)良好的高頻旁路。XTR115 VREF 引腳是否穩(wěn)定？

圖 9.1：4-20mA 橋接傳感器應(yīng)用

        圖 9.2 詳細說明了 4～20mA 橋接傳感器信號調(diào)節(jié)器應(yīng)用中采用的集成電路的主要規(guī)格。

圖 9.2：4～20mA 調(diào)節(jié)電路 IC 主要規(guī)格

　　XTR115 VREF 引腳是圖 9.3 所示的發(fā)射極跟隨器輸出拓撲運算放大器的輸出引腳。

圖 9.3：XTR115 VREF 引腳：發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器

　　圖 9.4 顯示了 XTR11 VREF 引腳的等效示意圖。VREF是緩沖的 1.25V 帶隙參考電壓，經(jīng)過 2 倍放大后產(chǎn)生 XTR115 2.5V 參考輸出電壓。發(fā)射極跟隨器輸出級的 Ro 為 4.7k 歐姆。我們是從工廠獲得上述信息、RF與 RI 值以及 U1 的 Aol 曲線的，因為 XTR115 的產(chǎn)品說明書并未詳細介紹所有資料。我們的總電容負載 CL 為 500nF。Ro 與 CL 互動，形成 XTR115 VREF 運算放大器的 Aol 修正曲線中的第二個極，即 fpu1。請注意：我們無法接入 U1 的 - 輸入或 + 輸入，因為它是 XTR115 的內(nèi)部器件。所以我們只能使用一個引腳來補償放大器穩(wěn)定性（輸出引腳：VREF）。另外，我們希望使 VREF 引腳保持極高的精度，因此在 CL 前面將該引腳與任何電阻串聯(lián)均不是理想的解決方案。 

圖 9.4：XTR115 VREF 引腳：電容負載等效示意圖

　　我們將采用圖 9.5 所示的 TINA Spice 電路檢驗運算放大器的 Aol 曲線以及由于 CL 導(dǎo)致的 Aol 修正曲線。我們通過 LT（相關(guān) DC 頻率時短路、相關(guān) AC 頻率時開路）以及 CT（相關(guān) DC 頻率時開路、相關(guān) AC 頻率時短路）使用我們的 Spice AC 分析方法。

圖9.5：AC 穩(wěn)定性檢查：原始電路

　　圖 9.6 顯示了運算放大器 Aol 曲線以及由于 CL 導(dǎo)致的 Aol 修正曲線。在 fcl1 可以看到，就我們的一階穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)而言不穩(wěn)定的每十倍頻程 40db 的閉合速率。根據(jù)預(yù)測，CL 導(dǎo)致的 fpu1 為 67.73Hz，其從檢測的角度來看在本圖中是正確的。 

圖 9.6：Aol 與修正 Aol：原始電路

　　我們檢查了圖 9.7 所示的環(huán)路增益圖，并可以證實了當(dāng)相位裕度在-fcl1 位置幾乎為零時（0.442 度）對穩(wěn)定性的擔(dān)心。

圖 9.7：環(huán)路增益圖：原始電路

　　我們在圖 9.8 進行瞬態(tài)穩(wěn)定性測試 ，即在附帶 500nF CL 的閉環(huán)電路中注入一個較小的方形波。 

圖 9.8：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路

　　圖 9.9 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性圖再次表明我們的電路并不穩(wěn)定。我們的運算放大器輸出在響應(yīng)小步階變化時從未穩(wěn)定過。請注意：VOA 以大約 2.5V 幅度變化，表明我們的 DC 電平對于本電路而言是正確的。 

圖 9.9：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路

　　我們在圖 9.10 中明確了用于雙極性發(fā)射極跟隨器輸出放大器的輸出引腳補償方法。首先我們用 fpu1 來修正運算放大器原始 Aol 修正曲線，fpu1 是由于 Ro 與 CL 產(chǎn)生的極點（參見曲線 1）。一旦創(chuàng)建了該曲線，我們就可以繪制從曲線 1 與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（曲線 2）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率繪制出比 fp1（運算放大器 Aol 低頻極點）高一個十倍頻程的點，我們在此處把斜率修改到每十倍頻程 -40dB。在頻率為 fp1 時我們將斜率改回每十倍頻程 -20dB，直到與運算放大器的 DC Aol 值相交叉。上述建議的 Aol 修正曲線（曲線 2）滿足我們所有經(jīng)驗標(biāo)準(zhǔn)——通過使極點與零點相互保持在一個十倍頻程之內(nèi)，從而保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度。另外，我們建議的 Aol 修正曲線（曲線 2）還可滿足在 fcl2 閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)。

圖 9.10：輸出引腳補償：雙極性發(fā)射極跟隨器

　　圖 9.11 說明了我們?nèi)绾卫?RCO 及 CCO  獲得建議的 Aol 修正曲線。另外我們還需要考慮另外一個極點，因為 CCO 在某些高頻情況下會短路，而且 CL 與 RCO 將形成一個附加高頻極點。即使此極點在 fcl2 之外出現(xiàn)，我們的情況仍然正常。

圖 9.11：AC 穩(wěn)定性檢查：輸出引腳補償

　　由于知道 Ro 與 CL，因此可以利用圖 9.12 所示公式以及圖 9.10（曲線 2）建議的 Aol 修正曲線計算出補償分量 RCO 與 CCO 以及由 RCO 與 CL 形成的超高頻極點。

圖 9.12：輸出引腳補償公式：雙極性發(fā)射極跟隨器

　　我們在圖 9.13 中采用輸出引腳補償方法繪出預(yù)測曲線。由于 XTR115 之內(nèi)的閉環(huán)運算放大器以 2 倍增益運行（6dB），閉環(huán) VREF/VIN 曲線始終保持平直，直到在 fcl2 位置與 Aol 修正相交，由于環(huán)路增益已經(jīng)等于零，因此此后該曲線隨 Aol 修正曲線一直降低。

圖 9.13：最終預(yù)測曲線：輸出引腳補償

　　圖 9.14 是在采用圖 9.11 所示電路的情況下，我們的 AC 穩(wěn)定性分析 TINA Spice 模擬結(jié)果。在 fcl2 位置時可以看到每十倍頻程 20dB 的閉合速率，但是我們應(yīng)當(dāng)通過相位圖了解詳細情況。

圖 9.14：Aol 與 Aol 修正：輸出引腳補償

　　圖 9.15 所示的環(huán)路增益圖證明我們的輸出引腳補償方法可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。在 fcl2 位置時相位裕度為 40度，相位在環(huán)路增益帶寬范圍內(nèi)不會過多低于 45 度。如果需要，我們可以細微調(diào)節(jié)輸出引腳補償值，以便在 fcl2 獲得更高的相位裕度。

圖9.15：環(huán)路增益：輸出引腳補償

　　圖9.16中的電路采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查采用了輸出引腳補償?shù)淖罱K電路。

圖9.16：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補償

　　圖 9.17 所示的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明了我們的環(huán)路增益檢查，即輸出引腳補償可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。一個較低的過沖以及無過度振鈴的一個下沖看起來接近典型的、45 度相位裕度補償電路。

圖9.17：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：輸出引腳補償

　　圖 9.18 所示的 TINA Spice 電路使我們能夠檢查最終的 VREF/VIN 閉環(huán) AC 響應(yīng)是否符合在圖 9.13 中的預(yù)測。

圖 9.18：VREF/VIN AC 電路：輸出引腳補償

　　根據(jù)圖 9.13，我們估計 fcl2 約為 5kHz，因此預(yù)計對于 VREF/VIN 而言在該點會出現(xiàn)陡然降低。在圖 9.19 中，我們可以看出閉環(huán) AC 響應(yīng)符合預(yù)測結(jié)果。在 AC 閉環(huán)響應(yīng)中存在輕微峰化現(xiàn)象，不過其對于本應(yīng)用不會造成影響。同樣，如果我們希望減少這種峰化現(xiàn)象，就需要再次利用我們的輸出引腳補償把 fcl2 點的相位裕度提高到 40 度以上。

圖9.19：VREF/VIN AC響應(yīng)：輸出引腳補償