0 引言

　　低功耗、小體積便攜導航設(shè)備是當今導航接收機發(fā)展的主流趨勢。在導航GNSS(Global Navigation Satellite System)接收機中，衛(wèi)星信號經(jīng)大氣環(huán)境的衰減，實際經(jīng)天線接收到的信號功率遠小于系統(tǒng)噪聲功率，而且由于環(huán)境變化和干擾的影響，接收到的信號會在很大的動態(tài)范圍內(nèi)變化，對精度和幅度范圍均有限的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC(Analog-Digital Converter)來說，直接對接收信號進行模數(shù)轉(zhuǎn)換會造成很大的信號損失。普遍做法是增加一個自動增益控制電路AGC(Automatic Gain Control)，自適應(yīng)調(diào)節(jié)信號功率，使ADC輸入的信號處于ADC的動態(tài)范圍內(nèi)同時盡量減小信號損失。AGC的性能很大程度上影響著模數(shù)轉(zhuǎn)換后的信號的穩(wěn)定性和抗干擾能力以及衛(wèi)星信號的定位跟蹤。

　　圖1為本文采用的多模式GNSS接收機結(jié)構(gòu)。天線接收的信號經(jīng)聲表面濾波器保留有用衛(wèi)星信號頻帶，經(jīng)低噪放大器放大、正交下變頻和低通濾波產(chǎn)生I/Q兩路中頻信號，模數(shù)轉(zhuǎn)換后送入數(shù)字基帶。ADC環(huán)路由可變增益放大器PGA(Programmable Gain Amplifier)、ADC、AGC和直流偏移校正電路DCOC(Direct-Current Offset Calibration)組成。PGA有兩個控制電路：DCOC和AGC。DCOC控制PGA的直流偏置點，以消除信號中的直流成分；AGC控制信號的增益，以滿足ADC的動態(tài)范圍和信噪比需求。

　　參考文獻[1]提出的I/Q兩路獨立進行增益調(diào)節(jié)的控制方式實現(xiàn)增益步階誤差小于0.06 dB，但由于其采用固定的更新周期和增益步長，信號的動態(tài)范圍較大時不能實現(xiàn)快速調(diào)節(jié)。參考文獻[2]提出的自動增益控制算法利用2 bit ADC的幅度位進行功率統(tǒng)計，增益控制由加/減計數(shù)器完成，從其算法也易看出，其增益調(diào)節(jié)的速度較差，建立時間相對較長，不能滿足增益快速收斂的需求。

　　本文提出一種三級自動增益控制方法及電路實現(xiàn)。I/Q兩路共享一個AGC電路，增益控制過程僅用到I/Q路ADC輸出數(shù)字信號的1 bit數(shù)據(jù)，采用三級增益步階算法自適應(yīng)地調(diào)整增益步階，達到快速且穩(wěn)定的增益收斂。仿真表明，此AGC電路具有很好的穩(wěn)定性能和抗帶內(nèi)連續(xù)波干擾性能。

1 結(jié)構(gòu)描述

　　本文提出自動增益控制方案如圖2所示。數(shù)字AGC環(huán)路由PGA、ADC和AGC三部分組成。I/Q兩路的PGA共享同一增益控制信號，可由AGC產(chǎn)生，也可由軟件通過SPI接口配置；ADC采用Flash結(jié)構(gòu)，滿足高速轉(zhuǎn)換需求。AGC電路對ADC輸出信號進行實時監(jiān)測統(tǒng)計，得到PGA的控制信號對輸入I/Q路信號進行增益控制，輸出經(jīng)放大后的模擬信號，模數(shù)轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字輸出。

2 PGA電路結(jié)構(gòu)

　　PGA的功能是對輸入信號的功率進行調(diào)節(jié)，主要性能指標有增益范圍、頻率響應(yīng)等。圖3為本文的PGA結(jié)構(gòu)。PGA本質(zhì)上是一個無限多路反饋濾波器，其傳輸函數(shù)為：

　　中頻響應(yīng)函數(shù)為：

　　圖3中，R4為固定電阻。由中頻響應(yīng)可知，R1決定增益范圍，減小R1將增大增益，反之減小增益。RD的作用是穩(wěn)定頻率參數(shù)，由PGA的傳輸函數(shù)容易得出其極點分布。分析其極點分布易知，若不存在RD，則R1變小使得增益變大的同時也會減小頻率帶寬，使頻率性能變差，增加RD作為頻率補償電阻與R1聯(lián)動調(diào)節(jié)，使得R1變化時穩(wěn)定頻率帶寬。PGA增益調(diào)節(jié)的范圍和精度主要由R1和RD的取值決定，因此需要仔細設(shè)計R1和RD的取值范圍和離散區(qū)間以滿足設(shè)計需求。

3 AGC原理與實現(xiàn)

　　AGC的主要原理是通過實時監(jiān)測信號功率來控制輸入信號幅度以滿足ADC的量化要求和性能需求[3]。由于接收到的GNSS信號功率遠小于系統(tǒng)噪聲功率，而環(huán)境中的人為干擾或其他頻段信號(如WCDMA、GSM等寬帶信號)的功率通常遠大于GNSS信號功率，實際上檢測到的是系統(tǒng)噪聲或干擾和信號的總功率。理論表明[4]，在僅有白噪聲的情況下，最優(yōu)的ADC最大閾值L與白噪聲標準差的關(guān)系為，而有帶內(nèi)連續(xù)波干擾存在時，最優(yōu)值為1.1～1.4。參考此理論指標，本文提出一種快速穩(wěn)定收斂的三級自動增益控制算法與實現(xiàn)。

　　圖2中給出了為本文提出的數(shù)字AGC電路的結(jié)構(gòu)圖。本設(shè)計電路由多路選擇器MUX、門限檢測器、門限比較器、增益步階更新電路、增益累加器、控制字編碼器等部分組成。MUX用以選擇I/Q路任一路ADC輸出采樣數(shù)據(jù)的最高幅度位作為輸入；門限檢測器在時間窗口內(nèi)檢測信號的門限值；檢測值與參考門限比較得到差值；差值送入增益步階更新電路與三級比較閾值THRE1~3比較以更新增益步階；增益累加器對增益步階累加更新當前增益控制字；控制字編碼器對增益控制字編碼以適應(yīng)PGA的控制字格式。時間窗口、參考門限和三級比較閾值均可由軟件配置。

　　3.1 門限檢測電路

　　圖4為具體的電路結(jié)構(gòu)。其中門限檢測電路由計數(shù)器和定時器兩個電路組成。定時器根據(jù)時間窗口值CYC產(chǎn)生更新信號LOAD和計數(shù)器控制信號CLE。計數(shù)器在CYC內(nèi)檢測信號的實際門限值，即數(shù)據(jù)為“1”的個數(shù)比率。CLE有效時，計數(shù)器輸出當前檢測值并置0重新開始計數(shù)。LOAD控制定時器的重載并作為增益累加器的使能信號。LOAD有效時，增益累加器對輸入數(shù)值進行一次累加并鎖存到寄存器中。各參數(shù)的配置值也是在LOAD有效時或初始化時被相關(guān)電路鎖存。

　　上述門限檢測電路輸出檢測值的數(shù)學表達式為：

　　其中N為時間窗口，i(n)∈[0，1]。

　　3.2 增益步階更新電路

　　增益步階更新電路產(chǎn)生增益步階，實現(xiàn)三級可變增益步階算法，算法主要思想是通過比較門限檢測電路得到的檢測值與參考門限的相對大小而設(shè)置不同的增益步階，檢測值與參考門限相差越大，增益步階絕對值越大，以達到增益的快速穩(wěn)定收斂。增益步階的數(shù)學表示為：

　　Gstep=(Pref-Pcal)×Coefx(4)

　　其中Pref為最優(yōu)參考門限，Pcal即為檢測得到的門限值，Coefx為第x級（x=1，2，3）增益步階系數(shù)。具體算法流程如圖5所示。

　　首先，在AGC電路開始工作之前配置時間窗口、參考門限、第1~3閾值5個參數(shù)，也可以在工作中改變配置，但新的配置值要等當前更新周期完成之后才被鎖存。時間窗口為每個更新周期的采樣點數(shù)；參考門限為理想情況下的信號最優(yōu)高電平比率；第1~3閾值取值依次從大到小，分別對應(yīng)于檢測值距離參考門限的相對大小。增益系數(shù)選擇流程可分為以下4步：

　　(1)對統(tǒng)計結(jié)果與參考閾值的差值取絕對值。

　　(2)將此絕對值與第一閾值比較，若大于第一閾值，則增益步階系數(shù)選擇最大步階系數(shù)1輸出，流程結(jié)束；否則轉(zhuǎn)入步驟(3)。

　　(3)若絕對值在第一閾值與第二閾值之間，則增益步階系數(shù)選擇較大步階系數(shù)2輸出，流程結(jié)束；否則轉(zhuǎn)入步驟(4)。

　　(4)若絕對值在第二閾值與第三閾值之間，則增益步階系數(shù)選擇最小步階系數(shù)3輸出，流程結(jié)束；否則增益調(diào)節(jié)達到穩(wěn)定，增益步階為0，流程結(jié)束。

4 仿真結(jié)果與分析

　　AGC的性能極大程度影響著量化后的信號性能，本文中給出輸入信號功率變化時AGC的調(diào)節(jié)靈敏度和穩(wěn)定度以及存在帶內(nèi)連續(xù)波干擾時的性能。表1為仿真參數(shù)。

　　圖6為信號功率變化時的增益調(diào)節(jié)過程。最上面的波形為源信號，中間的波形為經(jīng)PGA后的輸出信號，最下面的波形為增益的變化過程。仿真可以看出，當信號很小或很大時在增益調(diào)整的初期可以達到5 dB的增益步階，信號功率越接近理想功率，增益步階越小，直至穩(wěn)定，增益收斂快速，在給定仿真參數(shù)下信號可以在70 ns內(nèi)達到14 dB范圍的變化。圖中也可以看出，穩(wěn)定時增益可以在很長時間內(nèi)保持不變，穩(wěn)態(tài)性能很好。

　　圖7為不同量化精度下信號的信噪比損失[5]隨帶內(nèi)連續(xù)波干擾的功率變化的仿真結(jié)果。圖中標出了輸出信噪比的1 dB和3 dB損失點。容易看出，其抗干擾的能力隨著量化比特數(shù)增加而增強。干擾信號增加到一定程度時信噪比損失劇烈增加，其主要原因是由于有限的量化位寬引入雜散頻率，仿真所得的電路抗干性能與理想性能[6]吻合，且量化精度越高，性能越接近理想性能。

　　本文基于SMIC的55 nm SS工藝庫，用Synopsys的Design Compiler工具對AGC電路進行綜合，AGC工作時鐘設(shè)為100 MHz，綜合后電路總面積為1 379.3 m2，約合985個邏輯門，時序余量為2.54 ns。

5 結(jié)束語

　　本文設(shè)計了一款應(yīng)用于多模式GNSS接收機的數(shù)字自動增益控制電路AGC。AGC的三級自動增益控制算法提高了增益調(diào)節(jié)的靈敏度和穩(wěn)定度。仿真表明，在接收到的信號功率發(fā)生變化時，增益能夠快速收斂達到穩(wěn)定。同時通過仿真得到對不同干擾強度情況下ADC的輸出信噪比損失，ADC的量化精度越高，仿真性能越接近理想性能。本設(shè)計電路結(jié)構(gòu)簡單，可移植性強，適用于2 bit及以上的ADC的增益控制。

　　參考文獻

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　　[2] Zhou Mingxing，F(xiàn)an Chaojie，Chen Dongpo，et al.A compactautomatic gain control loop for GNSS RF receiverC].IEInternational Conference on ICSICT，2010：284-286.

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