摘  要： 本套加速器高頻低電平系統(tǒng)（LLRF）是中國ADS注入器II高頻系統(tǒng)的原型機(jī)，其工作頻率為162.5 MHz，以實(shí)現(xiàn)超導(dǎo)加速腔的幅度與相位穩(wěn)定控制和諧振頻率調(diào)節(jié)。該系統(tǒng)主要由射頻前端和數(shù)字信號處理FPGA兩部分組成。射頻前端主要實(shí)現(xiàn)高頻信號的上下變頻和電平匹配；數(shù)字信號處理FPGA是系統(tǒng)的核心，主要完成射頻信號幅值與相位的數(shù)字穩(wěn)定控制，超導(dǎo)腔諧振頻率控制，以及1 000 M以太網(wǎng)通信。在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，對該系統(tǒng)進(jìn)行了幅度和相位穩(wěn)定度測試，相位穩(wěn)定度峰峰值為±0.3°，有效值為0.09°，幅值相對穩(wěn)定度峰峰值為±5×10-3，有效值為3.2×10-3，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

　　關(guān)鍵詞： 低電平系統(tǒng)；FPGA；正交解調(diào)；控制算法；閉環(huán)控制

0 引言

　　高頻低電平系統(tǒng)（LLRF）是加速器高頻系統(tǒng)的一個重要組成部分。C-ADS注入器II超導(dǎo)直線超導(dǎo)腔為半波長諧振（HWR）腔，其工作頻率為162.5 MHz；有載Q在超導(dǎo)條件下約為1×106。運(yùn)行時要求相位穩(wěn)定度小于±0.7°，腔壓幅值穩(wěn)定度小于±6×10-3，頻率失諧角度小于±0.6°。針對超導(dǎo)腔高有載Q值，低帶寬（約200 Hz）的特點(diǎn)，本文介紹了一種基于高性能FPGA的全數(shù)字高頻LLRF原型機(jī)的算法實(shí)現(xiàn)與測試。

　　該LLRF系統(tǒng)的FPGA平臺，主要實(shí)現(xiàn)高頻信號的數(shù)字鑒相與解幅、數(shù)字I/Q解調(diào)、數(shù)字PI、CIC平滑與濾波、數(shù)字幅度調(diào)制、數(shù)字NCO、幅相穩(wěn)定控制環(huán)路、頻率控制環(huán)路以及1 000 M以太網(wǎng)通信。由于低溫系統(tǒng)未完善，只在常溫條件下進(jìn)行測試。LLRF的12小時測試結(jié)果為相位穩(wěn)定度峰峰值為±0.3°，幅值穩(wěn)定度峰峰值為±5×10-3，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。本文主要介紹該全數(shù)字LLRF采用的核心算法。

1 LLRF的整體結(jié)構(gòu)

　　數(shù)字LLRF系統(tǒng)主要由射頻前端、時鐘系統(tǒng)、信號處理FPGA、網(wǎng)絡(luò)通信和上位機(jī)監(jiān)控五部分構(gòu)成，其整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。射頻前端主要完成射頻信號的上下變頻和電平匹配；時鐘系統(tǒng)主要完成時鐘與射頻信號的鎖相與時鐘分配；信號處理FPGA主要完成LLRF的核心算法與網(wǎng)絡(luò)通信終端算法實(shí)現(xiàn)；上位機(jī)監(jiān)控完成實(shí)現(xiàn)LLRF參數(shù)調(diào)節(jié)和數(shù)據(jù)采集與監(jiān)控。

2 數(shù)字LLRF核心算法的FPGA實(shí)現(xiàn)

　　2.1 IQ正交解調(diào)

　　在軟件無線電中，IQ的數(shù)字解調(diào)有多種方式，如零中頻解調(diào)、RLC濾波解調(diào)[1-2]、多通道CIC濾波解調(diào)等方式[3]，該LLRF系統(tǒng)采用了IQ正交解調(diào)。當(dāng)ADC采樣時鐘頻率和中頻IF頻率滿足式如下關(guān)系：

　　其中，fS為ADC采樣時鐘頻率，fIF為中頻信號IF的頻率，n為整數(shù)；該LLRF采用了n=0時的4倍頻采樣，則IF中頻信號的ADC離散序列為：

　　如圖2所示的Q、I、-Q、-I……的離散序列（其采樣值分別為X0，X1，X2，X3），在FPGA中只需很少的存儲器單元和時序控制就能完成Q和I信號的正交解調(diào)。此外這種方法具有信號直流濾波與抑制作用，其伯特圖如圖3所示。

　　2.2 CIC平滑濾波

　　LLRF系統(tǒng)中時鐘抖動、電源噪聲、RF諧波等都會影響ADC的信噪比和采樣精度[4-5]。FPGA解調(diào)出的數(shù)字I/Q會出現(xiàn)一些奇異值，將直接影響LLRF 的性能。系統(tǒng)對廣泛應(yīng)用的抽樣與插值CIC濾波器進(jìn)行了改進(jìn)，采用單級抽樣平滑的CIC濾波，用以完成I/Q兩路信號的平滑與濾波，其平滑濾波結(jié)果如圖4所示。

　　2.3 數(shù)字鑒相與解幅

　　為了獲取超導(dǎo)腔的RF信號的實(shí)時幅值和相位，以及腔體失諧角度，在LLRF系統(tǒng)中采用了基于FPGA的改進(jìn)CORDIC算法來實(shí)現(xiàn)RF信號的鑒相與解幅。改進(jìn)CORDIC算法結(jié)構(gòu)如圖5所示。為盡量減少CORDIC的無效旋轉(zhuǎn)和結(jié)果精度，首先對I/Q信號進(jìn)行象限的轉(zhuǎn)換，并將其換到π/4內(nèi)的I/Q值；變換處理后進(jìn)行21位CORDIC角度旋轉(zhuǎn)，最后對輸出的幅值進(jìn)行旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和角度的象限對應(yīng)轉(zhuǎn)換。在系統(tǒng)122.88 MHz時鐘信號下，18個時鐘周期就能完成一次角度和幅值的更新，其鑒相精度能達(dá)到0.005°。

　　2.4 數(shù)字環(huán)路算法

　　數(shù)字環(huán)路是LLRF的核心算法，主要分為3個數(shù)字穩(wěn)定控制環(huán)路即頻率控制環(huán)路、腔壓環(huán)路和相位環(huán)路。FPGA通過ADC采集超導(dǎo)腔的入射信號、反射信號、腔壓取樣信號和參考信號，并對這4路信號進(jìn)行I/Q解調(diào)和CIC平滑濾波。然后對入射和反射信號的I/Q分別進(jìn)行CORDIC鑒相，并對其相位進(jìn)行求差，以判斷腔的失諧情況，再通過PI算法和調(diào)諧電機(jī)的控制策略，產(chǎn)生超導(dǎo)腔調(diào)諧電機(jī)所需要的脈沖、方向和電機(jī)使能控制信號，完成對超導(dǎo)腔失諧的調(diào)節(jié)控制。與此同時，對腔壓信號的I/Q進(jìn)行鑒相與解幅，并將幅值信號與設(shè)定值進(jìn)行比較，經(jīng)幅值PI控制環(huán)路，產(chǎn)生數(shù)字NCO的幅值調(diào)制輸入；把腔壓信號的相位與參考相位以及設(shè)定相位進(jìn)行比較，經(jīng)數(shù)字相位PI控制環(huán)路，產(chǎn)生數(shù)字NCO的相位調(diào)制輸入，最后完成對LLRF輸出射頻頻信號的數(shù)字幅值與相位調(diào)制，實(shí)現(xiàn)超導(dǎo)腔電壓的幅值與相位的調(diào)節(jié)與穩(wěn)定控制[6]，具體的環(huán)路控制如圖6所示。

3 系統(tǒng)測試

　　由于低溫系統(tǒng)的限制，LLRF控制系統(tǒng)只在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下進(jìn)行了幅度和相位穩(wěn)定度測試。由于是常溫，腔的有載Q值不同，需要對腔的環(huán)路控制參數(shù)進(jìn)行修改，才能實(shí)現(xiàn)幅值與相位控制環(huán)路的閉環(huán)測試。測試系統(tǒng)中采用模型銅腔和1 000 W的寬帶放大器以及步進(jìn)電機(jī)來模擬高頻系統(tǒng)，系統(tǒng)幅值和相位的測試結(jié)果如圖7所示。

4 結(jié)論

　　在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，對LLRF進(jìn)行了12小時的連續(xù)測試，其相位穩(wěn)定度峰峰值為±0.3°，有效值為0.09°；幅值相對穩(wěn)定度峰峰值為±5×10-3，有效值為3.2×10-3，閉環(huán)噪聲的抑制能力大于60 dB，整體滿足LLRF的穩(wěn)定度指標(biāo)要求。后續(xù)將繼續(xù)對原型機(jī)LLRF進(jìn)行算法優(yōu)化，盡量減小在FPGA中的算法延時，提高環(huán)路穩(wěn)定性能，以及提高系統(tǒng)的集成度，優(yōu)化控制模型，以適應(yīng)超導(dǎo)腔的實(shí)際運(yùn)行環(huán)境。

　　參考文獻(xiàn)

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　　[6] Wen Lianghua，He Yuan.R&D of an LLRF control system for a 162.5 MHz radio frequency system[J]，Chinese Physics C，2013，37(8)：087004.