0 引言

    電源是保證電子設(shè)備正常工作的動(dòng)力源，隨著電子技術(shù)的進(jìn)步，電子設(shè)備向小型化、高效率、多功能等目標(biāo)發(fā)展。便攜式電子設(shè)備，如手機(jī)、數(shù)碼相機(jī)等應(yīng)用正體現(xiàn)了電子產(chǎn)品的發(fā)展趨勢(shì)：其結(jié)構(gòu)日益復(fù)雜，內(nèi)部常集成有多種不同的芯片或接口，各子模塊往往需要不同的工作電壓，使得其電源管理系統(tǒng)(PUM)需要提供多路輸出電壓。在傳統(tǒng)的多路非隔離輸出PUM中，需要N路輸出就需要N個(gè)獨(dú)立的DC/DC變換器、N個(gè)電感及電容，使得PUM在PCB中占有較大體積。單電感多路輸出變換器是利用一個(gè)電感獲得多個(gè)獨(dú)立輸出電壓的新型變換器，能夠使得PUM得到優(yōu)化，從而帶來(lái)較高的經(jīng)濟(jì)效益。但單電感多路輸出技術(shù)目前還沒(méi)有得到廣泛的運(yùn)用，因?yàn)楣ぷ饔陔姼须娏鬟B續(xù)模式(CCM)時(shí)其各輸出支路間存在嚴(yán)重的交叉調(diào)節(jié)，某一輸出支路的負(fù)載變化不僅對(duì)該支路產(chǎn)生影響，還會(huì)導(dǎo)致其他支路輸出電壓波動(dòng)，這種交叉調(diào)節(jié)使得單電感多輸出變換器的穩(wěn)定性不高，難以滿足PUM的相關(guān)要求。利用輸出電壓差/共模值為反饋量的峰值電流型(PCM)控制^[1]能滿足輸出電壓穩(wěn)定，但動(dòng)態(tài)響應(yīng)不高，且峰值電流控制在輸入占空比大于0.5時(shí)需要增加斜率補(bǔ)償部分來(lái)保證變換器的穩(wěn)定工作。補(bǔ)償斜波的引入雖能避免次諧波振蕩，但降低了單電感多路輸出變換器的動(dòng)態(tài)性能。而且，單電感多輸出變換器中電感電流波形可能存在多個(gè)充電斜率，導(dǎo)致補(bǔ)償斜波設(shè)計(jì)十分復(fù)雜。對(duì)此本文以單電感雙輸出SIDO-Buck變換器為例，首先引入輸出電壓差/共模值為電壓反饋量，分析了電路模型并建立了差/共模環(huán)路的傳遞函數(shù)；在此基礎(chǔ)上，研究了一種無(wú)電流環(huán)的單周期控制策略，建立了單周期控制SIDO-Buck變換器小信號(hào)模型，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)研究，并得出相關(guān)結(jié)論。

1 單周期控制SIDO-Buck變換器

1.1 SIDO-Buck變換器

    圖1所示為工作于CCM狀態(tài)的SIDO-Buck變換器，在Buck變換器的輸出電感側(cè)增加功率管So，從而獲得另一個(gè)獨(dú)立輸出支路；通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管占空比d_i與d_o，調(diào)整輸出電壓v_o1與v_o2。輸入管S_i占空比d_i的大小決定著變換器的輸入總能量，而輸出開(kāi)關(guān)管S_o則決定每個(gè)周期內(nèi)電感能量的分配，S_o導(dǎo)通則給C₁及R₁支路充電。

    忽略電感電流紋波，變換器的穩(wěn)態(tài)方程：

    式(2)表明SIDO-Buck工作于CCM模式的交叉調(diào)節(jié)耦合特性：(1)改變某一支路輸出負(fù)載大小將同時(shí)影響兩路輸出電壓大??；(2)改變輸入或輸出開(kāi)關(guān)管占空比將影響兩路輸出電壓大小。SIDO變換器除了輸出間存在交叉調(diào)節(jié)外，輸出電壓紋波較大也影響輸出特性。SIDO-Buck變換器各支路輸出電壓紋波主要由電容充放電和電容串聯(lián)等效電阻(ESR)組成。各支路輸出紋波大小可由式(3)表示：

1.2 SIDO-Buck變換器的差/共模環(huán)路

    增加閉環(huán)控制的開(kāi)關(guān)變換器能夠使得輸出電壓具有良好的穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。在SIDO-Buck變換器中引入輸出電壓差/共模值為電壓反饋量，忽略電路中存在的ESR及紋波；設(shè)電容：C₁=C₂=C；差/共模電壓量：v_dm=v_o1-v_o2，v_cm=(v_o1+v_o2)/2，可得SIDO-Buck變換器的狀態(tài)方程：

    共模環(huán)路通過(guò)調(diào)整輸入開(kāi)關(guān)管S_i占空比d_i來(lái)控制輸出電壓的共模量，差模環(huán)路則通過(guò)調(diào)整輸出開(kāi)關(guān)管S_o占空比d_o來(lái)控制輸出電壓的差模量^[2]。在分析共模環(huán)路時(shí)，忽略差模環(huán)路影響，則輸入占空比d_i對(duì)輸出共模電壓影響用傳遞函數(shù)F_cmv(s)表示：

    當(dāng)共模環(huán)路穩(wěn)定工作時(shí)，輸出電壓的共模量恒定，則電感電流i_L大小也保持恒定。假設(shè)輸出占空比d_o的變化不改變電感電流變量，僅與各支路輸出電壓v_o1和v_o2有關(guān)。因此，得到簡(jiǎn)化后的輸出占空比d_o至輸出的差模環(huán)路傳遞函數(shù)F_dmv(s)：

1.3 單周期控制SIDO-Buck變換器

    因單周期控制輸出響應(yīng)速度較慢，為提高共模環(huán)路的輸出穩(wěn)、動(dòng)態(tài)特性，引入輸出電壓反饋并增加PI補(bǔ)償電路^[3-4]。圖2所示為增加PI補(bǔ)償?shù)膯沃芷诳刂芐IDO-Buck變換器，在共模環(huán)路中，輸出電壓經(jīng)過(guò)反饋后得共模分量V_CM，共模電壓與共模給定值V_CM-ref進(jìn)行比較后得誤差電壓v_e，通過(guò)PI補(bǔ)償?shù)醚a(bǔ)償電壓v_c；在單周期控制(OCC)中，當(dāng)觸發(fā)時(shí)鐘來(lái)臨時(shí)，RS鎖存器導(dǎo)通，d_i輸出為高電平，輸入開(kāi)關(guān)管S_i導(dǎo)通，電感側(cè)電壓V_A=V_g，將V_A進(jìn)行反饋后再進(jìn)行積分(INT)，當(dāng)積分的輸出值v_i達(dá)到補(bǔ)償值v_c時(shí)，通過(guò)比較器產(chǎn)生復(fù)位信號(hào)，RS鎖存器輸出為低電平，S_i關(guān)斷，V_A=0，積分復(fù)位為零^[5]。

    與電流控制不同，這里不論輸入與輸出開(kāi)關(guān)管的占空比存在何種關(guān)系，只要輸入開(kāi)關(guān)管S_i導(dǎo)通，則V_A=V_g，積分器的輸出總是線性增加。與電流控制相比，無(wú)需復(fù)雜的補(bǔ)償設(shè)計(jì)，具體實(shí)現(xiàn)起來(lái)比簡(jiǎn)單。因單周期控制本身的響應(yīng)速度較慢，對(duì)于共模環(huán)路的補(bǔ)償設(shè)計(jì)應(yīng)增大比例系數(shù)，減小積分系數(shù)，以提高響應(yīng)速度。圖3所示即為共模環(huán)路的閉環(huán)控制模型，其中G_c為PI補(bǔ)償?shù)念l域函數(shù)；H為反饋函數(shù)；H_o為單周期控制傳遞函數(shù)。

    差模環(huán)路是基于共模環(huán)路穩(wěn)定時(shí)電感電流恒定原則進(jìn)行設(shè)計(jì)的，故共模環(huán)路的穩(wěn)定性決定著整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性；對(duì)于差模環(huán)路，這里采用電壓型PWM控制，對(duì)取樣的輸出電壓差模值與給定值相減后進(jìn)行PI補(bǔ)償，并采取PWM后緣調(diào)制。將上述兩個(gè)閉環(huán)子系統(tǒng)進(jìn)行組合，便可得到單周期控制整個(gè)SIDO-Buck系統(tǒng)的閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖，但前文的分析忽略了一個(gè)環(huán)路對(duì)另一個(gè)環(huán)路影響。在考慮整個(gè)系統(tǒng)時(shí)，還須增加差、共模環(huán)路間的交叉耦合部分^[6]；圖4為單周期控制SIDO- Buck變換器系統(tǒng)模型，H₁、H₂為反饋函數(shù)；G_c為PI補(bǔ)償函數(shù)；G_e為差模環(huán)路控制模型；G₁₂、G₂₁為差、共模環(huán)路之間的交叉?zhèn)鬟f函數(shù)。

    各環(huán)路間的交叉?zhèn)鬟f函數(shù)推導(dǎo)得：

其中，a=2D_o-1，C_e=2C/(a²+1)。

2 仿真及實(shí)驗(yàn)

2.1 頻域仿真

    按表1參數(shù)，對(duì)采用單周期控制SIDO-Buck變換器控制系統(tǒng)進(jìn)行頻域仿真分析。

    圖5所示為單周期控制共模環(huán)路中閉環(huán)傳遞函數(shù)波特圖，其增益裕量及相位裕量較大，有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，更關(guān)鍵的是能保證電感電流的穩(wěn)定。

2.2 實(shí)驗(yàn)研究

    為進(jìn)一步研究單周期控制SIDO-Buck的實(shí)際輸出特性，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試。對(duì)于實(shí)驗(yàn)電路，開(kāi)關(guān)管選用IRF540N，二極管選用1N5822；由于開(kāi)關(guān)管的源極電位不固定，增加了隔離驅(qū)動(dòng)電路；控制電路基于TMS320F2812設(shè)計(jì)完成，設(shè)定開(kāi)關(guān)周期為36 μs；波形記錄采用數(shù)字示波器JC1102CA。

    圖6所示為單周期控制SIDO-Buck變換器工作于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形。

    圖6(a)為輸入與輸出驅(qū)動(dòng)波形，各開(kāi)關(guān)管在每個(gè)周期內(nèi)同時(shí)導(dǎo)通，但不同時(shí)關(guān)斷，即d_i<d_o，且d_i=0.35，d_o=0.74。圖1(a)中的B點(diǎn)電壓vB波形如圖6(b)，其中1通道指針位置為0電位；當(dāng)S_o導(dǎo)通，v_B=3.3 V(v_o1)，S_i關(guān)斷v_B=5.4 V(v_o2+0.4 V，其中1N5822導(dǎo)通壓降為0.4 V)，從B點(diǎn)電壓波形便可知各支路輸出電壓大小。B點(diǎn)電壓波形主要與輸出管的開(kāi)關(guān)模態(tài)相關(guān)，與輸入驅(qū)動(dòng)無(wú)關(guān)。圖6(c)為各輸出支路的電壓波形(1通道衰減10倍)，為驗(yàn)證電路輸出紋波是否滿足設(shè)計(jì)要求，將v_o1輸出支路滿載(R₁=2 Ω)，測(cè)得3.3 V輸出支路的電壓峰-峰值為120 mV，為輸出值的3.6%；5.0 V輸出電壓峰峰值為60 mV，為輸出值的1.2%，滿足了實(shí)驗(yàn)預(yù)期要求。圖6(d)為輸出電壓與輸入驅(qū)動(dòng)波形，只有在輸入、輸出管關(guān)斷時(shí)，電感L才能對(duì)v_o2支路進(jìn)行充電，當(dāng)新一個(gè)周期開(kāi)始時(shí)，v_o2支路充電結(jié)束。對(duì)于v_o1支路，在一個(gè)周期開(kāi)始時(shí)，S_i、S_o導(dǎo)通，則v_o1支路開(kāi)始充電，電壓開(kāi)始線性上升，當(dāng)輸入管S_i關(guān)斷后，電感由充電狀態(tài)轉(zhuǎn)為放電狀態(tài)，當(dāng)輸出管S_o關(guān)斷，則v_o1支路充電結(jié)束。

    SIDO-Buck變換器的輸出交叉調(diào)節(jié)在輕載時(shí)最大^[7]，故這里僅研究輸出輕載時(shí)的暫態(tài)波形。設(shè)i_o1=200 mA，i_o2從100 mA到300 mA跳變，由圖6(e)、(f)可知電流的突變?cè)斐闪穗妷簐_o2跌落，幅度約為20 mV；除此之外，電流突變還造成了交叉調(diào)節(jié)，輸出電壓v_o1跌落約40 mV。各跌落電壓分別為輸出3.3 V的1.22%、5.0 V的0.4%，滿足了設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié)論

    針對(duì)SIDO-Buck變換器中存在輸出交叉調(diào)節(jié)的問(wèn)題，本文引入以輸出電壓的差/共模值為反饋量，采用單周期控制實(shí)現(xiàn)共模環(huán)路輸出穩(wěn)定，采用PWM電壓控制差模環(huán)路輸出。頻域仿真波特圖表明，采用單周期控制的共模環(huán)路具有較高的穩(wěn)定性，實(shí)驗(yàn)波形表明采用單周期控制使輸出具有較小的交叉調(diào)節(jié)，系統(tǒng)輸出具有較好的動(dòng)態(tài)特性，輸出紋波電壓不大且選用低ESR值的濾波電容能進(jìn)一步減小輸出電壓紋波大小。

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