文獻(xiàn)標(biāo)識碼: A
文章編號: 0258-7998(2015)04-0136-03
0 引言
近年來,隨著環(huán)境污染和能源危機(jī)的日益嚴(yán)重,混合動(dòng)力受到了廣泛關(guān)注?;旌蟿?dòng)力源、雙向DC-DC變換器和發(fā)動(dòng)機(jī)的結(jié)構(gòu)已經(jīng)出現(xiàn)于混合動(dòng)力列車中。
并聯(lián)技術(shù)因?yàn)榫哂械碗娏骷y波、高開關(guān)頻率、較小磁元件體積及低功率開關(guān)器件的應(yīng)力和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)等特點(diǎn)而常常被應(yīng)用于一些電流較大場合[1-3]。
德國的LATAIRE P[4]研究的交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器主要適用于30 kW的混合動(dòng)力系統(tǒng),目前仿真研究已經(jīng)完成,車載在線實(shí)驗(yàn)也正在進(jìn)行。
文獻(xiàn)[5]-[6]主要運(yùn)用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)于混合電動(dòng)汽車和燃料電池的能量轉(zhuǎn)換。除了傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制方法,文獻(xiàn)[7]在PI控制器中加入了滑模變結(jié)構(gòu)控制策略,文獻(xiàn)[8]對目前并聯(lián)均流技術(shù)原理和主要均流方法進(jìn)行了分析。
本文在結(jié)合上述研究成果的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了一種運(yùn)用于混合動(dòng)力列車的混合動(dòng)力系統(tǒng)的能源控制器,混合動(dòng)力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示。
與其他車載能源系統(tǒng)不同的是:(1)該混合動(dòng)力能源系統(tǒng)采用動(dòng)力電池源與超級電容并聯(lián)輸出模式,設(shè)計(jì)了兩套交錯(cuò)并聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的大功率DC-DC變換器;(2)依靠于電網(wǎng)的直流母線,交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器可以工作于Boost模式與Buck模式,根據(jù)能源需求實(shí)現(xiàn)向負(fù)載供電或完成能量回收;(3)該系統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)雙向DC-DC變換器的控制器采用的是數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器。
1 建模與策略
1.1 交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
考慮到混合動(dòng)力列車的大功率需求,為了提供足夠大的輸出電流,減小輸出電壓紋波值,有效地提高動(dòng)態(tài)響應(yīng),在控制器設(shè)計(jì)上采用了移相式的電壓電流雙閉環(huán)PI控制。雙向交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器如圖2所示。
在進(jìn)行升壓Boost模式運(yùn)行時(shí),功率器件(VT1、VT3、D2、D4)進(jìn)行換流工作,其中開關(guān)管VT1與VT3的驅(qū)動(dòng)脈沖相差180°。根據(jù)開關(guān)管VT1與VT3占空比D(D>0.5,D=0.5,D<0.5)的不同情況,Boost的運(yùn)行模式又可分為3種情況(本文以Boost(D<0.5)為例)。
由圖3可知,當(dāng)處于D>0.5時(shí),開關(guān)管VT1與開關(guān)管VT3輪流開關(guān),由于兩路電阻的不均衡(電感內(nèi)阻、電路內(nèi)阻、開關(guān)器件內(nèi)阻等)將會(huì)引起兩路的電流不均衡,將兩路的電流做差集得到Δid,從而可以得到:
式中,TS為開關(guān)管的開關(guān)周期,iL1是流過電感L1的電感電流,IL1是流過電感L1單位周期內(nèi)的平均電感電流;同理,iL2是流過電感L2的電感電流,IL2是流過電感L2單位周期內(nèi)的平均電感電流。
1.2 控制器設(shè)計(jì)
為了解決上述電感不均流問題,本文將采用一種數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器,整個(gè)控制模塊包括:輸入與輸出電壓檢測電路、輸入電流檢測電路、支路電流檢測電路、PWM發(fā)生器、均流控制器,如圖4所示。
假定:(1)所有的開關(guān)器件在開關(guān)性能上都是線性的;(2)模型1(Module1)和模型2(Module2)的主電感的電感值相同;(3)模型1(Module1)和模型2(Module2)的PWM相位相差180°;(4)電路均工作于CCM模式。
以Boost為例,超級電容或動(dòng)力電池組(480 V)通過雙向DC-DC變換器向負(fù)載提供功率,反饋輸出電壓Vf與設(shè)定電壓Vref差值比較后得到誤差值e,差值e通過VC(PI控制器)得到總的電流的設(shè)定參考值iref,然后對iref平均化得到各個(gè)支路的電流參考值,再加上電流的采集補(bǔ)償量Δir,得到輸入理想電流后通過IC(PI控制器),最后通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率(PWM)以達(dá)到電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制。補(bǔ)償量Δir具體算法過程如圖5所示。
補(bǔ)償量Δir是通過計(jì)算兩條支路電流的數(shù)值積分均值,再將兩者做m(m一般取值為5~10)次平均差值計(jì)算所得:
設(shè)置電流差值的閾值Δir_th,通過比較來確定是否發(fā)生電流不均衡現(xiàn)象:
|Δir[n]|≥Δir_th
|Δir[n]|<Δir_th(3)
當(dāng)出現(xiàn)電流不均衡的情況時(shí),需調(diào)整電流的參考值,通過Δir來補(bǔ)償電流的參考值:
其中Δir1[n]和Δir2[n]分別是對電流支路(Ⅰ)與電流支路(Ⅱ)的參考值的補(bǔ)償,Δir1[n]=Δir2[n]=1/2Δir[n], 通過上述計(jì)算可以實(shí)時(shí)對電流進(jìn)行均衡化。
2 控制系統(tǒng)的仿真
為了驗(yàn)證上述分析的正確性,本文通過MATLAB仿真軟件Simulink的SimPowerSystem模塊對圖4中的雙向并聯(lián)DC-DC能源變換器進(jìn)行仿真,通過兩支路的電流波形圖來驗(yàn)證數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器的均衡效果。雙向并聯(lián)DC-DC的具體參數(shù)見表1。
仿真中,電源輸入為480 V,輸出電源參考為720 V,電流的限制上下限為正負(fù)200 A,負(fù)載采用的是電感電阻式負(fù)載,兩路DC-DC的開關(guān)頻率為10 kHz,控制方案采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式。
首先,采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式,在電源電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí),測量系統(tǒng)輸出電壓電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)。仿真結(jié)果如圖6、圖7所示。
圖6為電源電壓輸入與電壓輸出波形圖,動(dòng)力電池組與超級電容組的輸入電壓均為480 V,輸出電壓波形在0.058 s便基本達(dá)到穩(wěn)定,穩(wěn)態(tài)誤差為0.833%,系統(tǒng)在雙閉環(huán)控制下能夠快速、穩(wěn)定地達(dá)到預(yù)期效果,滿足混合動(dòng)力列車動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的需求。
由于運(yùn)行過程中電能的耗費(fèi)與不穩(wěn)定,動(dòng)力電池組與超級電容組的供給電壓會(huì)出現(xiàn)一定的波動(dòng),圖7為輸入電壓在0.08 s時(shí)跳變下降20 V后,電源系統(tǒng)的輸出電壓波形圖,可見,當(dāng)輸入電壓出現(xiàn)變換時(shí),在雙閉環(huán)控制系統(tǒng)下,系統(tǒng)能夠?qū)崟r(shí)跟蹤參考電壓,經(jīng)過約0.08 s后,電壓重新穩(wěn)定在參考電壓附近,滿足混合動(dòng)力列車抗干擾的需求。(上述均工作于能量正輸出模式。在能量反饋回收,工作在BUST狀態(tài)仿真時(shí),同樣驗(yàn)證了系統(tǒng)穩(wěn)定、響應(yīng)速度快的特性,此處不再贅述。)
然后,分別采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式和不加電流均衡的雙閉環(huán)電流電壓控制方式對模型進(jìn)行仿真,分析控制方案對電流均流的作用。仿真結(jié)果如圖8、圖9所示。
圖8為支路的電感阻抗分別為ir-L1=6 mΩ和ir-L2=4 mΩ、不加均流控制器下的PI控制的電流波形圖,采用的不加電流均衡雙閉環(huán)電流電壓控制方式雖然使得輸出電壓能穩(wěn)定、快速地達(dá)到預(yù)定值,但是在仿真的初期會(huì)由于支路的電感阻抗不相等而出現(xiàn)電流不均衡的現(xiàn)象,電感L1的平均電流為10.61 A,電感L2的平均電流為10.27 A,兩條支路電感平均電流的差值為0.34 A。
圖9為支路加入了自均流控制器下的移向雙閉環(huán)電流電壓控制的電流波形圖。仿真初期,電感L1的平均電流為10.451 0 A,電感L2的平均電流為10.450 7 A,電感平均電流的差值低于0.01 A。
可見,加入自均流控制器后電流自動(dòng)均流得到了改善,電感電流的差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A,驗(yàn)證了上述理論方案與算法的可實(shí)踐性。
3 結(jié)論
本文實(shí)現(xiàn)了將移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制的雙向并聯(lián)DC-DC用于混合動(dòng)力列車的車載能源系統(tǒng)。利用電壓外環(huán)使電壓精確地維持在給定值;電流環(huán)能使系統(tǒng)有更好的靜動(dòng)態(tài)特性,確保系統(tǒng)的安全。移相雙向并聯(lián)模式的DC-DC不僅能夠?qū)崿F(xiàn)能量傳遞的控制,而且電路的開關(guān)器件電流應(yīng)力比傳統(tǒng)DC-DC變換器的減少一半,紋波也減半。此電流自動(dòng)均衡算法達(dá)到了并聯(lián)各支路電流的平衡,加入自均流控制器后各支路電感平均差值得到了改善,電感電流的平均差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A,效果良好。
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