0 引言

    單片微波集成電路（MMIC）是在同一塊半導(dǎo)體襯底上，采用一系列半導(dǎo)體工藝方法，將有源與無源器件連接起來構(gòu)成的微波電路。這種電路具有集成度高、體積小、重量輕、可靠性高、寄生效應(yīng)低等優(yōu)點^[1]。

    當(dāng)前MMIC的襯底材料以第三代寬禁帶半導(dǎo)體材料GaN為典型代表。這種半導(dǎo)體材料耐高溫、高壓，電子遷移率高，工作溫度范圍大，微波傳輸性能好。因此GaN基的功放管一般具備更高的工作電壓、更大的輸出功率以及更高的功率輸出效率。對此類功放管的研究與應(yīng)用能夠整體提高微波組件的性能與穩(wěn)定性，為電子對抗、制約通信、雷達發(fā)射機系統(tǒng)的發(fā)展帶來革命性的變化。

    近年來以GaN為襯底的微波功放管取得了長足的發(fā)展。國外TriQuint和東芝公司先后推出大功率器件，東芝公司有X波段50 W的芯片批產(chǎn)。國內(nèi)X波段50 W芯片已經(jīng)有試驗件，相信不久就會進入批產(chǎn)階段。

    本文以X波段50 W GaN功放管的應(yīng)用為基礎(chǔ)^[2]，設(shè)計出了輸出功率為85 W的功率放大模塊，并且在此微帶電路的基礎(chǔ)上進行了改進設(shè)計。本次電路改進在滿足原有指標的條件下，同時提高了電路的工作穩(wěn)定性。更重要的是巧妙改變微帶電路結(jié)構(gòu)，去除了原電路所用的高成本的電感，并在不影響電路指標的前提下適當(dāng)減少了電容、電阻的用量，為整個電路的設(shè)計節(jié)約了成本。

1 50 W GaN功放管微波電路的改進設(shè)計

1.1 直流偏置電路設(shè)計原理^[3]

    為了確保場效應(yīng)晶體管穩(wěn)定工作，必須設(shè)計相應(yīng)的直流偏置電路。通過直流偏置電路把正確的偏置電壓分別加到功放管的柵極和漏極。同時還要盡量減小微波主路對直流電源的影響^[4]。

    圖1給出了柵極饋電網(wǎng)絡(luò)的原理圖。由于功放管為內(nèi)匹配電路，此時微波主路輸入/輸出阻抗已匹配到50 Ω，直流饋電網(wǎng)絡(luò)的接入要避免影響到微波通路的特性。通常采用長度為λ/4的高阻線作為射頻扼流圈，另一段長度為λ/4低阻線作為高頻旁路。

    在主傳輸通道與高阻線之間通過柵極電阻R_G連接，原則上R_G應(yīng)盡可能靠近器件的柵極以進行ESDs保護和防止自激振蕩，在饋電網(wǎng)絡(luò)不參與匹配的前提下，柵極電阻RG接在λ/4的高阻線與主傳輸通道之間。C₂由分別對高頻、中頻、低頻起濾波作用的電容器組成。由于柵極電流很小，高阻線的線寬可以細一點，所以其特性阻抗可以取值很高。電容器C₁是用來起高頻接地的作用的，自諧振在基頻，容值很小，保證高阻線高頻接地，饋電網(wǎng)絡(luò)和輸入匹配電路是并聯(lián)的，在基頻上饋電網(wǎng)絡(luò)的阻抗應(yīng)該是無窮大（假設(shè)電路的損耗很低），對輸入匹配電路而言，相當(dāng)于開路。

    圖2是漏極饋電網(wǎng)絡(luò)原理圖。在第一節(jié)微帶線的末端與地之間,并聯(lián)去耦電容和一個RC串聯(lián)電路(電阻R_d和電容C_d)。這個電路中引入了一個有耗元件R_d和去耦電容C_d串聯(lián),以改善放大器的穩(wěn)定性。該節(jié)微帶線必須能通過較大的漏極電流I_ds，對于大功率晶體管，I_ds有可能超過20 A。這就意味著該節(jié)微帶線的最小寬度是有限制的,另外它的特性阻抗也不能很高。為了減小偏置電路的直流壓降，該節(jié)微帶線的寬度應(yīng)盡可能寬。當(dāng)配合電源調(diào)制電路時，微帶線的寬度同樣能夠?qū)崿F(xiàn)高阻線的要求。

1.2 直流偏置電路的改進設(shè)計

    本文選用的GaN HEMT功放管為東芝公司X波段內(nèi)匹配功放管，型號為TGI8596-50。該功放管在50 Ω微波系統(tǒng)鏈路中輸出功率可達47 dBm，增益為6 dBm。

    原有的直流偏置網(wǎng)絡(luò)中，低阻線采用方形結(jié)構(gòu)^[2]，如圖3左所示，再加入適當(dāng)?shù)碾姼芯€圈起到射頻扼流的作用?，F(xiàn)改為圖3右所示的扇形結(jié)構(gòu)，從仿真結(jié)果可見相應(yīng)的隔離度有所提高，在加入適當(dāng)高頻濾波電容的前提下，可以取消原電感線圈，同樣能夠起到射頻扼流的作用。并且在主傳輸通道與柵極偏置電路之間加入電阻R_G，加強ESDs保護和防止自激振蕩，使得整個電路的工作狀態(tài)更加穩(wěn)定。

    圖4分別給出了方形直流偏置網(wǎng)絡(luò)和扇形直流偏置網(wǎng)絡(luò)的隔離度仿真結(jié)果。F S31為方形偏置網(wǎng)絡(luò)1端口和3端口的隔離度，S S31為扇形偏置網(wǎng)絡(luò)1端口和3端口的隔離度。從仿真結(jié)果來看，整個頻段內(nèi)扇形網(wǎng)絡(luò)的端口隔離度要比方形提高10 dB，這也是能夠取消電感扼流圈的主要原因。

    為了將微波主路與電源隔離開，還要在主傳輸通道上加入適當(dāng)?shù)母糁彪娙?。隔直電容的選取應(yīng)遵循低損耗和高功率容量的特性。

    隔直電容的選擇可以按照圖5的方式進行小信號測試。用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀分別測試1、2端口的駐波和兩個端口之間的插損，當(dāng)駐波合適且端口插損取最小值時即為合適的隔直電容。當(dāng)然當(dāng)整個電路用于大功率信號傳輸時，隔直電容的取值可能會有適當(dāng)?shù)淖儎?。對功放部分的微波電路設(shè)計完成之后就是對兩路50 W功率芯片進行電路級功率合成，本文采用電路結(jié)構(gòu)簡單且較為實用的Wilkinson兩路功分功合器進行功率合成。

2 Wilkinson兩路功分功合器的仿真與制作

2.1 功分功合器的電路原理圖^[5]

    圖6所示為微帶3端口功分器的原理圖。從圖中可以看出，其結(jié)構(gòu)比較簡單，類似于微帶T型接頭。信號從1端口（端口處特性阻抗為Z₀）輸入，分別經(jīng)過特性阻抗為Z₀₂、Z₀₃的兩段微帶線，然后從2、3端口輸出，端口處的負載電阻分別為R₂及R₃。中間兩段微帶線的電長度為λ/4，兩輸出端口之間跨接一純電阻R。由于此電阻的存在，使得兩端口輸出等幅、等相位的功率，并且彼此之間互為隔離端。

    由Wilkinson功分器的特性可知k=1，于是有：

2.2 功分功合器的仿真設(shè)計與制作

    取Z₀=50 Ω對Wilkinson功分功合器進行仿真設(shè)計，圖7給出了其在HFSS軟件中的仿真模型。

    將功分功合器置于金屬腔體中進行模型仿真，使得仿真模型與實物盡量保持一致。圖8、圖9中分別列出了該模型的端口之間的插入損耗和端口反射系數(shù)，從仿真結(jié)果看出其能夠滿足指標要求。

    最終制作了將微帶結(jié)構(gòu)放入腔體中的功分功合器。將功分功合器與兩路50 W功放連接在一起最終得到85 W功率放大模塊的整個微波電路。

3 測試數(shù)據(jù)與結(jié)論

    將兩個功分功合器與設(shè)計并制作的兩路功放相連接，按照圖10中的功放測試框圖最終測得的輸出功率見表1。

    從表1中可以看出，隔離器輸出端的功率值在每個工作頻點上均大于等于85 W。

    從整個實現(xiàn)過程中可以看出，以X波段50 W功放管為設(shè)計基礎(chǔ)的功率放大電路具有體積小、功率輸出穩(wěn)定、帶內(nèi)功率平坦等特點。柵極偏置電路加入電阻RG使得功放的工作穩(wěn)定性進一步加強。該模塊可以運用到對體積和重量要求較高的X波段固態(tài)發(fā)射機中。

參考文獻

[1] 梁曉芳.X波段固態(tài)功率放大器穩(wěn)定性分析設(shè)計[J].現(xiàn)代雷達，2007，29(12)：98-100.

[2] 方建洪，倪峰，馮皓，等.X波段50 W GaN功放管的應(yīng)用研究[J].火控雷達技術(shù)，2010，39(1)：70-73.

[3] Fujitsu Compound Semiconductor，Inc.High power GaAs FETdence bias consideration[EB/OL].[2014-07]http：//www.fcsi.fujitsu.com.

[4] BAHI I，BHARTIA P.微波固態(tài)電路設(shè)計(第二版)[M].鄭新，趙玉清，劉永寧，等譯.北京：電子工業(yè)出版社，2006.

[5] 王新穩(wěn)，李萍編.微波技術(shù)與天線[M].北京：電子工業(yè)出版社，2003.