開(kāi)關(guān)電源中電流和電壓信號(hào)的快速變化導(dǎo)致了嚴(yán)重的電磁干擾。隨著對(duì)工業(yè)和日常生活中電子與電氣設(shè)備電磁干擾的日愈廣泛關(guān)注，如何有效抑制電磁干擾引起了廣泛的研究，許多研究者已經(jīng)提出了一些方法抑制電磁干擾^[2-4]。由于混沌信號(hào)具有偽隨機(jī)、連續(xù)頻譜的特性，通過(guò)混沌調(diào)制擴(kuò)展頻譜可以抑制電磁干擾^[5-7]。

        混沌化擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電源PWM的頻率能有效擴(kuò)展能量頻譜，證實(shí)了能有效減少電磁干擾，已有廣泛報(bào)道^[8-9]。本文首次提出混沌化調(diào)制PWM的占空比的控制方法。首先進(jìn)行了混沌化占空比控制抑制EMI的理論分析，并結(jié)合半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)了具體方案，給出了仿真波形，進(jìn)行關(guān)鍵信號(hào)在混沌控制的脈寬調(diào)制(CPWM)與常規(guī)的脈寬調(diào)制（PWM）情況下的對(duì)比，然后給出了樣機(jī)進(jìn)行EMI傳導(dǎo)干擾測(cè)試結(jié)果的波形，最后得出結(jié)論。

1 混沌化占空比控制

        在混沌化占空比控制中，保持開(kāi)關(guān)電源PWM信號(hào)的頻率為常數(shù)，僅占空比發(fā)生變化且為混沌變化。則開(kāi)關(guān)變換器PWM的占空比控制策略為：

式中，d₀為PWM基準(zhǔn)開(kāi)關(guān)占空比；Δd為PWM占空比的偏移量；u₁為決定基準(zhǔn)開(kāi)關(guān)占空比的固定電壓；u₂為混沌信號(hào)電壓，它決定了PWM附加占空比Λd的變化規(guī)律。

        PWM脈沖波形如圖1所示，其中dk為PWM脈沖的占空比，在混沌化占空比控制中，這個(gè)值是混沌變化的；T_s是脈沖的周期；A為脈沖的幅值。PWM波形函數(shù)用u(t)表示，則在一個(gè)周期內(nèi)的定義如下^[10]：

        因d_k是脈沖的占空比，其值在0～1之間，不是固定值且按混沌規(guī)律變化，根據(jù)混沌信號(hào)的偽隨機(jī)性，式（4）中混沌化占空比后的PWM波形的功率譜密度連續(xù)化，能量并不集中在特定的頻率點(diǎn)，而是在整個(gè)頻率范圍上進(jìn)行能量分布。

2 半橋開(kāi)關(guān)變換器應(yīng)用方案

        標(biāo)準(zhǔn)半橋開(kāi)關(guān)變換器的主電路有兩個(gè)上下對(duì)稱的功率開(kāi)關(guān)管。經(jīng)過(guò)功率輸出變壓器可以實(shí)現(xiàn)一路或多路直流輸出，廣泛應(yīng)用于100 W以上中功率的開(kāi)關(guān)電源上，如計(jì)算機(jī)電源。該拓?fù)浔仨毞乐箖晒艿闹蓖ìF(xiàn)象，即對(duì)兩路PWM信號(hào)要進(jìn)行死期控制。

        對(duì)半橋拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)混沌PWM控制，其系統(tǒng)一般包括：產(chǎn)生混沌PWM的模塊、輸出誤差采樣與處理模塊、PWM分配與驅(qū)動(dòng)電路，還必須有用于防止兩管直通的死期控制?？刂圃砜驁D如圖2所示。圖中，鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的是固定頻率信號(hào)的鋸齒波信號(hào)。

        運(yùn)算放大器的輸出u_a可由下式計(jì)算得到：

        運(yùn)算放大器的輸出電壓u_a與鋸齒波發(fā)生器的輸出u_ramp兩者通過(guò)比較器C2得到PWM波的脈沖信號(hào)。由于u_ramp是頻率固定、幅值固定的鋸齒波信號(hào)，故PWM波的占空比變化取決于u_a的變化。式(7)中u_a由常量部分k(b-aU)和混沌變化量部分k(a₁u_ch-aΔu)兩部分構(gòu)成，能實(shí)現(xiàn)式(1)所表述的混沌化占空比控制的策略。即：

3 仿真及測(cè)試結(jié)果

        參考實(shí)際應(yīng)用的半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源電路，借助常用的PWM專用芯片TL494來(lái)進(jìn)行仿真，TL494內(nèi)部已具備死期控制、鋸齒波產(chǎn)生電路^[11]，結(jié)合前述方案建立仿真電路模型，如圖3所示。

        圖3中模塊m1是混沌振蕩器，最近幾十年混沌振蕩器被廣泛地展開(kāi)研究^[12]。在現(xiàn)有的混沌振蕩器中，蔡氏電路、羅倫茲電路以及陳氏振蕩器是最出名的。考慮到簡(jiǎn)單性和成熟度，在此處采用了蔡氏電路來(lái)產(chǎn)生混沌信號(hào)。

        取蔡氏電路中C₂₂兩端的電壓即u₂作為混沌信號(hào)u_ch，模塊m2主要實(shí)現(xiàn)對(duì)兩路輸出直流電壓的反饋，經(jīng)過(guò)采樣電阻R_s1、R_s2得到采樣電壓接到運(yùn)算放大器的反相端。模塊m3引入平移的電平，然后通過(guò)模塊m4實(shí)現(xiàn)對(duì)混沌信號(hào)u_ch的線性放大及平移處理。模塊m4的輸出端接到PWM控制芯片TL494的管腳3，即反饋信號(hào)端u_comp。由于正常工作時(shí)該管腳被要求在[0.5，3.5]V，故通過(guò)運(yùn)算放大器把信號(hào)u_ch=u₂線性放大并平移得到ua，使其取值范圍為[0.5，3.5]。

3.1 仿真結(jié)果

        運(yùn)用軟件Saber Ver. 2008建模并仿真，把常規(guī)PWM控制與混沌PWM控制的仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比。仿真電路相關(guān)元件的參數(shù)如下：

        通過(guò)對(duì)半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)變換器進(jìn)行仿真得到常規(guī)PWM控制及混沌化占空比控制的PWM波形結(jié)果，分別如圖4和圖5所示。對(duì)比圖中開(kāi)關(guān)管PWM波的FFT波形可以看出，常規(guī)PWM控制下能量集中在基波及諧波頻率點(diǎn)處，而在混沌化占空比控制下，基波及諧波頻率點(diǎn)的幅度明顯降低，能量被擴(kuò)散。

        進(jìn)一步對(duì)高頻變壓器原邊繞組電壓及多路輸出支路的電感電流等關(guān)鍵信號(hào)進(jìn)行仿真測(cè)試并得到FFT波形，如圖6所示。每個(gè)子圖的上曲線是常規(guī)PWM控制時(shí)相應(yīng)信號(hào)的FFT波形，在基波及多次諧波的頻率點(diǎn)具有明顯尖峰；每個(gè)子圖的下曲線是混沌化占空比控制時(shí)相應(yīng)信號(hào)的FFT波形，基波及諧波點(diǎn)處的幅值被削弱。

3.2 EMI測(cè)試

        為了驗(yàn)證仿真結(jié)果，把前述的混沌化占空比方案運(yùn)用到計(jì)算機(jī)電源ATX2.0的實(shí)物上，外接混沌信號(hào)產(chǎn)生模塊，經(jīng)過(guò)運(yùn)算放大器處理后通過(guò)特定管腳接到該電源已有的PWM芯片TL494上。使用型號(hào)為ROHDE&SCH-WARZ ESIB26 20 Hz～26.5 GHz的儀器對(duì)該實(shí)物進(jìn)行傳導(dǎo)干擾的測(cè)試。參考測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)為CISPR標(biāo)準(zhǔn)，設(shè)定測(cè)量范圍為0.15 MHz～2 MHz，帶寬設(shè)定為200 Hz，步長(zhǎng)為100 Hz，進(jìn)行常規(guī)PWM控制和混沌化占空比兩種狀態(tài)下的測(cè)試。測(cè)試結(jié)果如圖7所示。經(jīng)過(guò)圖6(a)、(b)兩個(gè)子圖的比較可以看出，在混沌化占空比的狀態(tài)下，尖峰和紋波明顯減少，最高的峰值下降了5 dB以上，其他很多峰值下降幅度超過(guò)10 dB，在整個(gè)頻帶上曲線變得平滑，從而降低了開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的干擾。

        理論上證明混沌化占空比控制用于直流變換器可以擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電源能量的頻譜，從而可以抑制電磁干擾。本文針對(duì)半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源的實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)了控制方案。為了驗(yàn)證混沌化占空比控制在直流變換器電磁干擾抑制方面的有效性，采用一個(gè)實(shí)際的開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品，即臺(tái)式計(jì)算機(jī)電源ATX2.0，針對(duì)該電源系統(tǒng)的PWM控制特點(diǎn)，通過(guò)外接混沌信號(hào)電路，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的混沌控制。仿真得到高頻變壓器及電感的關(guān)鍵信號(hào)的波形。FFT波形表明了信號(hào)的高次諧波的幅度得到了削減，并且通過(guò)實(shí)測(cè)證明了由高次諧波引起的電磁干擾EMI得到了抑制。

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