隨著便攜式電子產(chǎn)品的快速發(fā)展，開關電源逐步向高效、低功耗等方向發(fā)展，控制模式方面也出現(xiàn)了許多創(chuàng)新，同步整流控制模式以更低的導通損耗而得到廣泛的應用。

    本文基于同步整流控制模式的BUCK變換器，設計了一種適用于同步整流模式開關電源的過零檢測電路。對于同步整流的DC-DC變換器而言，當驅(qū)動較重的負載并工作在連續(xù)導通模式（CCM）時，由于同步整流管的低導通阻抗，使得在續(xù)流過程中導通損耗降低，從而使變換器的效率大幅度提高。但處于輕載模式時，如果沒有過零檢測電路，在同步整流管續(xù)流過程中，當電感電流降為零時，同步整流管不會被關斷，這時必然導致輸出電容上的電荷從電感與同步整流管流向地，電流發(fā)生倒灌，從而影響系統(tǒng)的整體性能指標，導致整個電路的效率降低。并且上述倒灌電流在下一周期會對供電電源造成沖擊，影響整體系統(tǒng)的可靠性。過零檢測電路的功能在于，變換器工作于輕載模式時，過零檢測電路檢測同步整流管的電流變化，在同步整流管續(xù)流電流為零時，過零檢測電路輸出相應的控制邏輯，關斷同步整流管，使得變換器工作在不連續(xù)導通模式（DCM）下，以此來提高開關電源在輕載下的工作效率和可靠性[1-2]。
1 過零檢測電路的必要性
    在BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，根據(jù)整流方式的不同，可分為同步整流模式和異步整流模式。對于異步整流模式BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器，由于采用二極管進行續(xù)流，會產(chǎn)生較大的導通損耗，降低系統(tǒng)的效率。而同步整流模式在續(xù)流過程中，同步整流管工作于深線性區(qū)，導通損耗極低，所以能夠極大地提高系統(tǒng)效率。但當工作于輕載狀態(tài)時，如果同步整流管續(xù)流電流為零時不能被及時關閉，則系統(tǒng)效率會極大地降低，而且可能會使系統(tǒng)受損。因此，針對同步整流BUCK轉(zhuǎn)換器，設計一款高精度、低功耗的過零檢測電路是非常有必要的。
    以圖1所示BUCK型轉(zhuǎn)換器拓撲結構對過零檢測電路的工作原理進行敘述。其中M1為主開關功率管，M2為同步整流管，L1為電感, Cout為輸出電容, Rload為負載電阻。正常工作時，M1和M2的柵極電壓相位相反。當M1開啟時，M2關閉；M1關閉時，M2開啟進行續(xù)流，從而解決了傳統(tǒng)異步整流中導通損耗大的問題。當負載電流較大時，電感電流整個周期內(nèi)都不會為零，因此M1和M2交替開啟和關閉，不會存在問題。但當負載電流較小時，M1開啟一段時間后關閉，M2隨后開啟進行續(xù)流，由于負載電流較小，電感電流會逐漸減小為零，此時如果不能及時關斷同步整流管M2，輸出電容Cout將通過電感L1和M2進行到地的放電，造成不必要的功耗，所以此時必須使用過零檢測電路將M2關閉，提高系統(tǒng)性能和可靠性[3]。

    為了降低導通損耗，一般RON1、RON2兩電阻設計得非常小，只有幾十到幾百毫歐姆，因此SW端電壓最高可達近似VIN電壓，而一般BUCK轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍較寬，最高可達幾十伏特，因此在設計過程中必須考慮過零檢測電路的高壓保護功能，防止對檢測電路中的器件造成損壞。
    另外，由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，在檢測電感電流時，過零檢測電路并不是在電感續(xù)流電流恰好為零時才產(chǎn)生將同步整流管關閉的信號，而是在電感電流稍大于零時即產(chǎn)生將同步整流管關閉的信號，這樣通過一定延遲后，能夠在電感電流為零時關閉同步整流管，從而提高了效率，并且不會出現(xiàn)電流倒灌的現(xiàn)象[4]。例如本電路所應用的BUCK轉(zhuǎn)換器在檢測到電感續(xù)流電流為50 mA左右時發(fā)出關閉同步整流管的信號。而過零檢測電路是通過采樣SW端電壓進行檢測續(xù)流電流，因此同步整流管的等效電阻對檢測精度有較大的影響，RON1、RON2電阻值可以寫成下面形式：

    (1)過零檢測狀態(tài)：當上端功率管M1關閉時，同步整流管M2開啟，此時VC2為高電平，VC1為低電平，過零檢測電路的等效電路如圖3所示，其中RON_NLD1、RON_NLD2分別為NLD1管和NLD2管的導通阻抗。當SW電壓高于某一值時，MP5電流將大于MN7電流，輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)。設流過MN3的電流為I1，則由KVL定理可分別得到MN1、MN2的柵極電壓VGMN1、VGMN2。

   
    從式(7)可以看出，輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)時電感電流IL不再與工藝和溫度有關，只與NLD1、NLD2、M2管的寬長比以及偏置電流有關，而在該系統(tǒng)中偏置電流被設計為一個幾乎不隨溫度變化的量，因此該過零檢測電路具有非常高的精度與穩(wěn)定性。
    (2)高壓保護狀態(tài)：整流管M2關閉、主開關功率管M1開啟時，SW端電壓近似等于電源電壓VIN。為了保護過零檢測電路，此時VC1為高電平，VC2為低電平，等效電路如圖4所示，其中D_NLD2為NLD2管的寄生體二極管。由于該二極管的存在，實現(xiàn)了SW端的高電壓與過零檢測電路低壓管的隔離，從而保護了內(nèi)部器件不會受到損壞；并且M6管的開啟使MN2的源端電位低于MN1的源端電位，因此流過MN3的電流為0，過零檢測電路的輸出不會發(fā)生誤動作。

3 仿真結果及其分析
    本文采用0.6 μm CD工藝，使用Hspice對圖2所示電路進行了仿真驗證，仿真結果如圖5、圖6所示。
  

    圖6是在VDD=5 V、VC2為高電平、VC1為低電平、室溫25 ℃下，對同步整流功率管的漏電流在不同工藝角的一個DC掃描。由圖可知，在不同工藝角下，Vout在同步整流功率管電流約為50 mA時發(fā)生了翻轉(zhuǎn)。由表2可以看出，不同工藝角下電流翻轉(zhuǎn)點只有1.21 mA的差異，而相對偏離誤差最大為1.26%，由此也證明了所設計電路檢測電流時隨工藝偏差極小。
    本文設計了一種適用于同步整流模式開關電源的高精度、低功耗過零檢測電路。與傳統(tǒng)結構相比，該過零檢測電路結構簡單且精度高，而且由于該架構只使用了少量的MOS，極大地節(jié)省了版圖面積。此外，該過零檢測電路的特性受工藝和溫度的影響極小。
參考文獻
[1] 趙婉婉.一種高效同步升壓型芯片中過零檢測電路的研究與分析[D].成都：西南交通大學，2008.
[2] 王輝，王松林，來新泉，等.同步整流降壓型DC-DC過零檢測電路的設計[J].固體電子學進展，2010，30(2)：276-280.
[3] PRESSMAN A I.開關電源設汁(第二版)[M].王志強，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2005．
[4] 陳海.現(xiàn)代集成DC-DC變換器的高效率控制技術研究[D].浙江：浙江大學，2009.
[5] 唐圣蘭.一種高效率同步整流升壓DC-DC變換器設計研究[D].成都：電子科技大學，2007．