隨著便攜式電子產(chǎn)品的快速發(fā)展，開關(guān)電源逐步向高效、低功耗等方向發(fā)展，控制模式方面也出現(xiàn)了許多創(chuàng)新，同步整流控制模式以更低的導(dǎo)通損耗而得到廣泛的應(yīng)用。

    本文基于同步整流控制模式的BUCK變換器，設(shè)計(jì)了一種適用于同步整流模式開關(guān)電源的過零檢測(cè)電路。對(duì)于同步整流的DC-DC變換器而言，當(dāng)驅(qū)動(dòng)較重的負(fù)載并工作在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）時(shí)，由于同步整流管的低導(dǎo)通阻抗，使得在續(xù)流過程中導(dǎo)通損耗降低，從而使變換器的效率大幅度提高。但處于輕載模式時(shí)，如果沒有過零檢測(cè)電路，在同步整流管續(xù)流過程中，當(dāng)電感電流降為零時(shí)，同步整流管不會(huì)被關(guān)斷，這時(shí)必然導(dǎo)致輸出電容上的電荷從電感與同步整流管流向地，電流發(fā)生倒灌，從而影響系統(tǒng)的整體性能指標(biāo)，導(dǎo)致整個(gè)電路的效率降低。并且上述倒灌電流在下一周期會(huì)對(duì)供電電源造成沖擊，影響整體系統(tǒng)的可靠性。過零檢測(cè)電路的功能在于，變換器工作于輕載模式時(shí)，過零檢測(cè)電路檢測(cè)同步整流管的電流變化，在同步整流管續(xù)流電流為零時(shí)，過零檢測(cè)電路輸出相應(yīng)的控制邏輯，關(guān)斷同步整流管，使得變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）下，以此來提高開關(guān)電源在輕載下的工作效率和可靠性[1-2]。
1 過零檢測(cè)電路的必要性
    在BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，根據(jù)整流方式的不同，可分為同步整流模式和異步整流模式。對(duì)于異步整流模式BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器，由于采用二極管進(jìn)行續(xù)流，會(huì)產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗，降低系統(tǒng)的效率。而同步整流模式在續(xù)流過程中，同步整流管工作于深線性區(qū)，導(dǎo)通損耗極低，所以能夠極大地提高系統(tǒng)效率。但當(dāng)工作于輕載狀態(tài)時(shí)，如果同步整流管續(xù)流電流為零時(shí)不能被及時(shí)關(guān)閉，則系統(tǒng)效率會(huì)極大地降低，而且可能會(huì)使系統(tǒng)受損。因此，針對(duì)同步整流BUCK轉(zhuǎn)換器，設(shè)計(jì)一款高精度、低功耗的過零檢測(cè)電路是非常有必要的。
    以圖1所示BUCK型轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)過零檢測(cè)電路的工作原理進(jìn)行敘述。其中M1為主開關(guān)功率管，M2為同步整流管，L1為電感, Cout為輸出電容, Rload為負(fù)載電阻。正常工作時(shí)，M1和M2的柵極電壓相位相反。當(dāng)M1開啟時(shí)，M2關(guān)閉；M1關(guān)閉時(shí)，M2開啟進(jìn)行續(xù)流，從而解決了傳統(tǒng)異步整流中導(dǎo)通損耗大的問題。當(dāng)負(fù)載電流較大時(shí)，電感電流整個(gè)周期內(nèi)都不會(huì)為零，因此M1和M2交替開啟和關(guān)閉，不會(huì)存在問題。但當(dāng)負(fù)載電流較小時(shí)，M1開啟一段時(shí)間后關(guān)閉，M2隨后開啟進(jìn)行續(xù)流，由于負(fù)載電流較小，電感電流會(huì)逐漸減小為零，此時(shí)如果不能及時(shí)關(guān)斷同步整流管M2，輸出電容Cout將通過電感L1和M2進(jìn)行到地的放電，造成不必要的功耗，所以此時(shí)必須使用過零檢測(cè)電路將M2關(guān)閉，提高系統(tǒng)性能和可靠性[3]。

    為了降低導(dǎo)通損耗，一般RON1、RON2兩電阻設(shè)計(jì)得非常小，只有幾十到幾百毫歐姆，因此SW端電壓最高可達(dá)近似VIN電壓，而一般BUCK轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍較寬，最高可達(dá)幾十伏特，因此在設(shè)計(jì)過程中必須考慮過零檢測(cè)電路的高壓保護(hù)功能，防止對(duì)檢測(cè)電路中的器件造成損壞。
    另外，由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，在檢測(cè)電感電流時(shí)，過零檢測(cè)電路并不是在電感續(xù)流電流恰好為零時(shí)才產(chǎn)生將同步整流管關(guān)閉的信號(hào)，而是在電感電流稍大于零時(shí)即產(chǎn)生將同步整流管關(guān)閉的信號(hào)，這樣通過一定延遲后，能夠在電感電流為零時(shí)關(guān)閉同步整流管，從而提高了效率，并且不會(huì)出現(xiàn)電流倒灌的現(xiàn)象[4]。例如本電路所應(yīng)用的BUCK轉(zhuǎn)換器在檢測(cè)到電感續(xù)流電流為50 mA左右時(shí)發(fā)出關(guān)閉同步整流管的信號(hào)。而過零檢測(cè)電路是通過采樣SW端電壓進(jìn)行檢測(cè)續(xù)流電流，因此同步整流管的等效電阻對(duì)檢測(cè)精度有較大的影響，RON1、RON2電阻值可以寫成下面形式：

    (1)過零檢測(cè)狀態(tài)：當(dāng)上端功率管M1關(guān)閉時(shí)，同步整流管M2開啟，此時(shí)VC2為高電平，VC1為低電平，過零檢測(cè)電路的等效電路如圖3所示，其中RON_NLD1、RON_NLD2分別為NLD1管和NLD2管的導(dǎo)通阻抗。當(dāng)SW電壓高于某一值時(shí)，MP5電流將大于MN7電流，輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)。設(shè)流過MN3的電流為I1，則由KVL定理可分別得到MN1、MN2的柵極電壓VGMN1、VGMN2。

   
    從式(7)可以看出，輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)時(shí)電感電流IL不再與工藝和溫度有關(guān)，只與NLD1、NLD2、M2管的寬長比以及偏置電流有關(guān)，而在該系統(tǒng)中偏置電流被設(shè)計(jì)為一個(gè)幾乎不隨溫度變化的量，因此該過零檢測(cè)電路具有非常高的精度與穩(wěn)定性。
    (2)高壓保護(hù)狀態(tài)：整流管M2關(guān)閉、主開關(guān)功率管M1開啟時(shí)，SW端電壓近似等于電源電壓VIN。為了保護(hù)過零檢測(cè)電路，此時(shí)VC1為高電平，VC2為低電平，等效電路如圖4所示，其中D_NLD2為NLD2管的寄生體二極管。由于該二極管的存在，實(shí)現(xiàn)了SW端的高電壓與過零檢測(cè)電路低壓管的隔離，從而保護(hù)了內(nèi)部器件不會(huì)受到損壞；并且M6管的開啟使MN2的源端電位低于MN1的源端電位，因此流過MN3的電流為0，過零檢測(cè)電路的輸出不會(huì)發(fā)生誤動(dòng)作。

3 仿真結(jié)果及其分析
    本文采用0.6 μm CD工藝，使用Hspice對(duì)圖2所示電路進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果如圖5、圖6所示。
  

    圖6是在VDD=5 V、VC2為高電平、VC1為低電平、室溫25 ℃下，對(duì)同步整流功率管的漏電流在不同工藝角的一個(gè)DC掃描。由圖可知，在不同工藝角下，Vout在同步整流功率管電流約為50 mA時(shí)發(fā)生了翻轉(zhuǎn)。由表2可以看出，不同工藝角下電流翻轉(zhuǎn)點(diǎn)只有1.21 mA的差異，而相對(duì)偏離誤差最大為1.26%，由此也證明了所設(shè)計(jì)電路檢測(cè)電流時(shí)隨工藝偏差極小。
    本文設(shè)計(jì)了一種適用于同步整流模式開關(guān)電源的高精度、低功耗過零檢測(cè)電路。與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比，該過零檢測(cè)電路結(jié)構(gòu)簡單且精度高，而且由于該架構(gòu)只使用了少量的MOS，極大地節(jié)省了版圖面積。此外，該過零檢測(cè)電路的特性受工藝和溫度的影響極小。
參考文獻(xiàn)
[1] 趙婉婉.一種高效同步升壓型芯片中過零檢測(cè)電路的研究與分析[D].成都：西南交通大學(xué)，2008.
[2] 王輝，王松林，來新泉，等.同步整流降壓型DC-DC過零檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)[J].固體電子學(xué)進(jìn)展，2010，30(2)：276-280.
[3] PRESSMAN A I.開關(guān)電源設(shè)汁(第二版)[M].王志強(qiáng)，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2005．
[4] 陳海.現(xiàn)代集成DC-DC變換器的高效率控制技術(shù)研究[D].浙江：浙江大學(xué)，2009.
[5] 唐圣蘭.一種高效率同步整流升壓DC-DC變換器設(shè)計(jì)研究[D].成都：電子科技大學(xué)，2007．