文獻標(biāo)識碼: A
文章編號: 0258-7998(2013)08-0047-03
隨著便攜式電子產(chǎn)品的快速發(fā)展,開關(guān)電源逐步向高效、低功耗等方向發(fā)展,控制模式方面也出現(xiàn)了許多創(chuàng)新,同步整流控制模式以更低的導(dǎo)通損耗而得到廣泛的應(yīng)用。
本文基于同步整流控制模式的BUCK變換器,設(shè)計了一種適用于同步整流模式開關(guān)電源的過零檢測電路。對于同步整流的DC-DC變換器而言,當(dāng)驅(qū)動較重的負載并工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)時,由于同步整流管的低導(dǎo)通阻抗,使得在續(xù)流過程中導(dǎo)通損耗降低,從而使變換器的效率大幅度提高。但處于輕載模式時,如果沒有過零檢測電路,在同步整流管續(xù)流過程中,當(dāng)電感電流降為零時,同步整流管不會被關(guān)斷,這時必然導(dǎo)致輸出電容上的電荷從電感與同步整流管流向地,電流發(fā)生倒灌,從而影響系統(tǒng)的整體性能指標(biāo),導(dǎo)致整個電路的效率降低。并且上述倒灌電流在下一周期會對供電電源造成沖擊,影響整體系統(tǒng)的可靠性。過零檢測電路的功能在于,變換器工作于輕載模式時,過零檢測電路檢測同步整流管的電流變化,在同步整流管續(xù)流電流為零時,過零檢測電路輸出相應(yīng)的控制邏輯,關(guān)斷同步整流管,使得變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下,以此來提高開關(guān)電源在輕載下的工作效率和可靠性[1-2]。
1 過零檢測電路的必要性
在BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器中,根據(jù)整流方式的不同,可分為同步整流模式和異步整流模式。對于異步整流模式BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器,由于采用二極管進行續(xù)流,會產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗,降低系統(tǒng)的效率。而同步整流模式在續(xù)流過程中,同步整流管工作于深線性區(qū),導(dǎo)通損耗極低,所以能夠極大地提高系統(tǒng)效率。但當(dāng)工作于輕載狀態(tài)時,如果同步整流管續(xù)流電流為零時不能被及時關(guān)閉,則系統(tǒng)效率會極大地降低,而且可能會使系統(tǒng)受損。因此,針對同步整流BUCK轉(zhuǎn)換器,設(shè)計一款高精度、低功耗的過零檢測電路是非常有必要的。
以圖1所示BUCK型轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)對過零檢測電路的工作原理進行敘述。其中M1為主開關(guān)功率管,M2為同步整流管,L1為電感, Cout為輸出電容, Rload為負載電阻。正常工作時,M1和M2的柵極電壓相位相反。當(dāng)M1開啟時,M2關(guān)閉;M1關(guān)閉時,M2開啟進行續(xù)流,從而解決了傳統(tǒng)異步整流中導(dǎo)通損耗大的問題。當(dāng)負載電流較大時,電感電流整個周期內(nèi)都不會為零,因此M1和M2交替開啟和關(guān)閉,不會存在問題。但當(dāng)負載電流較小時,M1開啟一段時間后關(guān)閉,M2隨后開啟進行續(xù)流,由于負載電流較小,電感電流會逐漸減小為零,此時如果不能及時關(guān)斷同步整流管M2,輸出電容Cout將通過電感L1和M2進行到地的放電,造成不必要的功耗,所以此時必須使用過零檢測電路將M2關(guān)閉,提高系統(tǒng)性能和可靠性[3]。
為了降低導(dǎo)通損耗,一般RON1、RON2兩電阻設(shè)計得非常小,只有幾十到幾百毫歐姆,因此SW端電壓最高可達近似VIN電壓,而一般BUCK轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍較寬,最高可達幾十伏特,因此在設(shè)計過程中必須考慮過零檢測電路的高壓保護功能,防止對檢測電路中的器件造成損壞。
另外,由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響,在檢測電感電流時,過零檢測電路并不是在電感續(xù)流電流恰好為零時才產(chǎn)生將同步整流管關(guān)閉的信號,而是在電感電流稍大于零時即產(chǎn)生將同步整流管關(guān)閉的信號,這樣通過一定延遲后,能夠在電感電流為零時關(guān)閉同步整流管,從而提高了效率,并且不會出現(xiàn)電流倒灌的現(xiàn)象[4]。例如本電路所應(yīng)用的BUCK轉(zhuǎn)換器在檢測到電感續(xù)流電流為50 mA左右時發(fā)出關(guān)閉同步整流管的信號。而過零檢測電路是通過采樣SW端電壓進行檢測續(xù)流電流,因此同步整流管的等效電阻對檢測精度有較大的影響,RON1、RON2電阻值可以寫成下面形式:
(1)過零檢測狀態(tài):當(dāng)上端功率管M1關(guān)閉時,同步整流管M2開啟,此時VC2為高電平,VC1為低電平,過零檢測電路的等效電路如圖3所示,其中RON_NLD1、RON_NLD2分別為NLD1管和NLD2管的導(dǎo)通阻抗。當(dāng)SW電壓高于某一值時,MP5電流將大于MN7電流,輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)。設(shè)流過MN3的電流為I1,則由KVL定理可分別得到MN1、MN2的柵極電壓VGMN1、VGMN2。
從式(7)可以看出,輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)時電感電流IL不再與工藝和溫度有關(guān),只與NLD1、NLD2、M2管的寬長比以及偏置電流有關(guān),而在該系統(tǒng)中偏置電流被設(shè)計為一個幾乎不隨溫度變化的量,因此該過零檢測電路具有非常高的精度與穩(wěn)定性。
(2)高壓保護狀態(tài):整流管M2關(guān)閉、主開關(guān)功率管M1開啟時,SW端電壓近似等于電源電壓VIN。為了保護過零檢測電路,此時VC1為高電平,VC2為低電平,等效電路如圖4所示,其中D_NLD2為NLD2管的寄生體二極管。由于該二極管的存在,實現(xiàn)了SW端的高電壓與過零檢測電路低壓管的隔離,從而保護了內(nèi)部器件不會受到損壞;并且M6管的開啟使MN2的源端電位低于MN1的源端電位,因此流過MN3的電流為0,過零檢測電路的輸出不會發(fā)生誤動作。
3 仿真結(jié)果及其分析
本文采用0.6 μm CD工藝,使用Hspice對圖2所示電路進行了仿真驗證,仿真結(jié)果如圖5、圖6所示。
圖6是在VDD=5 V、VC2為高電平、VC1為低電平、室溫25 ℃下,對同步整流功率管的漏電流在不同工藝角的一個DC掃描。由圖可知,在不同工藝角下,Vout在同步整流功率管電流約為50 mA時發(fā)生了翻轉(zhuǎn)。由表2可以看出,不同工藝角下電流翻轉(zhuǎn)點只有1.21 mA的差異,而相對偏離誤差最大為1.26%,由此也證明了所設(shè)計電路檢測電流時隨工藝偏差極小。
本文設(shè)計了一種適用于同步整流模式開關(guān)電源的高精度、低功耗過零檢測電路。與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比,該過零檢測電路結(jié)構(gòu)簡單且精度高,而且由于該架構(gòu)只使用了少量的MOS,極大地節(jié)省了版圖面積。此外,該過零檢測電路的特性受工藝和溫度的影響極小。
參考文獻
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