1. 引言

　　傳統(tǒng)的窄帶無線接收機，DVGA+抗混疊濾波器+ADC鏈路的設(shè)計中，我們默認ADC為高阻態(tài)，在仿真抗混疊濾波器的時候忽略ADC內(nèi)阻帶來的影響。但隨著無線技術(shù)的日新月異，所需支持的信號帶寬越來越寬，相應的信號頻率也越來越高，在這樣的情況下ADC隨頻率變化的內(nèi)阻將無法被忽視。為了取得較好的信號帶內(nèi)平坦度，引入了ADC前端匹配電路的設(shè)計，特別是對于non-input buffer的ADC在高負載抗混疊濾波器應用場景下，前端匹配電路的設(shè)計在超寬帶的應用中就更顯得尤為重要。本文將以ADS58H40為例介紹ADC前端匹配電路的設(shè)計。

　　2. Non-input buffer ADC內(nèi)阻特性及其等效模型

　　理想ADC的輸入內(nèi)阻應該是高阻態(tài)，即在前端抗混疊濾波器的設(shè)計中無需考慮ADC內(nèi)阻帶來的影響，但是實際ADC內(nèi)阻并非無窮大并且會隨著頻率而發(fā)生改變。從輸入內(nèi)阻的角度而言，ADC又可以被分為兩類，一個是有輸入buffer的ADC,輸入特性更趨向于理想ADC,內(nèi)阻往往比較大；另一類就是沒有輸入buffer的ADC,它們的內(nèi)阻在高頻不可忽略且隨頻率發(fā)生改變，但它們的功耗比前者要小。圖1為non-input buffer ADS58H40模擬輸入等效內(nèi)阻模型。ADC模擬輸入端采樣保持電路本身所等效的阻抗網(wǎng)絡隨頻率的改變而變化；再加上ADC 采樣噪聲的吸收電路（glitch absorbing circuit）RCR電路，它的存在改善了ADC的SNR和SFDR,但也使得ADC的內(nèi)阻隨著頻率而越發(fā)變化。兩者效應疊加使ADC的等效負載整體呈現(xiàn)容性。

圖1:ADS58H40模擬輸入等效內(nèi)阻模型

　　圖2以ADS58H40為例給出了內(nèi)阻隨頻率變化的曲線圖。A串聯(lián)模型，串聯(lián)模型中的串聯(lián)等效電阻值在Ohm量級。B并聯(lián)模型，并聯(lián)模型中的并聯(lián)等效電阻值在低頻（<100MHz）的時候kOhm量級，但隨著輸入頻率不斷升高（>200MHz），并聯(lián)等效電阻值會急劇下降到百歐姆級，使其相對于抗混疊濾波器ADC端負載不可忽略。而且不管是并聯(lián)模型還是串聯(lián)模型中的等效電容，也使得抗混疊濾波器ADC端負載特性偏離理想的阻性特征需要補償。

圖2:ADS58H40內(nèi)阻簡化模型：A串聯(lián)模型，B并聯(lián)模型；及其相關(guān)頻率變化曲

　　3. Non-input buffer ADC前端匹配網(wǎng)絡拓撲架構(gòu)

　　由于ADC的等效內(nèi)阻隨頻率變化而且在高頻時偏離理想高阻態(tài)，抗混疊濾波器ADC端負載阻抗的選擇就顯得尤為重要。理想ADC支持抗混疊濾波器的負載的任意選擇，完全沒有要求。但是內(nèi)阻的變化，使得現(xiàn)實中ADC希望前端的抗混疊濾波器的負載阻抗可以比較小，即傳統(tǒng)50Ohm抗混疊濾波器的設(shè)計，ADC的kOhm級的內(nèi)阻相對于50Ohm而言可以忽略不計。但是現(xiàn)在越來越多的抗混疊濾波器需要100Ohm的負載設(shè)計，以達到前端驅(qū)動級的最優(yōu)工作狀態(tài)。圖5以現(xiàn)在無線基站設(shè)計中常用的DVGA LMH6521為例，為了使整個接收鏈路達到最優(yōu)的線性性能，推薦使用100Ohm的抗混疊濾波器。此時如果仍采用簡單的100Ohm負載并聯(lián)在ADC輸入端的做法，隨著輸入信號頻率的升高和輸入信號帶寬的增寬，ADC內(nèi)阻非理想特性將越來越明顯，它會直接拉低ADC側(cè)的100Ohm負載，惡化信號的帶內(nèi)平坦度。

圖3:DVGA最優(yōu)工作狀態(tài)負載要求示意圖

　　為了統(tǒng)一抗混疊濾波器的設(shè)計以簡化其在不同平臺項目中的移植，希望ADC側(cè)（包括ADC等效內(nèi)阻和前端匹配電路）在整個信號帶寬中都呈現(xiàn)一致的阻抗特性例如圖3應用中的100Ohm, 引入了ADC前端匹配網(wǎng)絡如圖4所示。

圖4:Non-input buffer ADC前端匹配網(wǎng)絡拓撲架構(gòu)簡圖

其中，

　　1）R1和R2是ADC側(cè)阻抗的主要組成部分，在假設(shè)ADC理想高阻特性的情況下，它即代表了ADC側(cè)的負載。由于ADC有限內(nèi)阻和所需的匹配網(wǎng)絡，為了達到整體效果仍保持100Ohm負載狀態(tài)，R1和R2遠高于50Ohm的最優(yōu)取值。R1和R2不僅決定了ADC輸入pin腳的實際共模電壓（VCM-Analog input common mode current*R1, ADC的性能SNR和SFDR會隨著VCM的變化而發(fā)生些許改變）；而且原本也是sampling glitch的低阻泄放路徑，所以不宜過大。R1和R2的取值原則為實現(xiàn)ADC端組合負載目標前提下的最小值，而且最大值不宜超過100Ohm.

　　2）R5和R6代表ADC輸入口串聯(lián)的5Ohm或者10Ohm的阻尼電阻，為的是衰減可能由bonding wire寄生電感引起的震蕩。

　　3）由R3-L1-L2-R4組成的網(wǎng)絡主要是負責超寬帶應用中的帶內(nèi)平坦度調(diào)整，它存在的意義在于此網(wǎng)絡呈感性，阻抗隨頻率遞增；它和隨頻率遞減的ADC等效內(nèi)阻呈反方向變化，兩項并聯(lián)使整體阻抗在所需頻率范圍內(nèi)盡量保持不變。如果覺得網(wǎng)絡過于復雜，也可以考慮將L1和L2合并為一個電感斷開VCM連接；考慮分隔為兩個電感僅是為VCM電流提供和R1+R2 并行的通路以減小VCM距理想值的偏移。

　　4）R7-L3//C1-R8組成的網(wǎng)絡則主要擔負吸收sampling glitch的責任。在50Ohm負載抗混疊濾波器的應用中，50Ohm負載路徑即相當于采樣噪聲的低阻泄放路徑，所以R-L//C-R電路選配一般可以不加，但是當抗混疊濾波器的負載阻抗增加，例如上文中所提到的100Ohm抗混疊濾波器的應用，R-L//C-R的網(wǎng)絡在性能要求較高的應用中建議采用。采樣噪聲是由采樣開關(guān)的開關(guān)切換引起的。只有在ADC輸入pin腳處直接引入低阻通路才可以有效的將其吸收，這就是為何RLCR網(wǎng)絡需要盡可能的接近ADC輸入管腳布局。否則，采樣噪聲會在dither的作用下轉(zhuǎn)化為影響ADC性能的噪聲從而惡化SNR和SFDR.此吸收采樣噪聲電路的最主要的組成部分為電容，采樣噪聲多為高頻分量組成，對其形成低阻通路即低通電路或帶通電路（對有用信號為高阻，對高頻噪聲為低阻）。C的取值不易過小，過小影響吸收效果，同樣也不易過大，過大會嚴重影響輸入帶寬。兩端串聯(lián)的R不易過大25Ohm為宜，并聯(lián)的電感主要是降低Q值，有助于平坦帶內(nèi)波動。當R3-L1-L2-R4和R7-L3//C1-R8網(wǎng)絡共存的時候，出于帶內(nèi)平坦度的考量，需要移去L3形成R-CR網(wǎng)絡。

　　簡單的取值步驟及原則：

　　1）如果是傳統(tǒng)的50Ohm抗混疊濾波器設(shè)計，R1和R2各取25Ohm,無需加入R-L-L-R網(wǎng)絡，RL//C-R的網(wǎng)絡選配。

　　2）如果是100Ohm及以上抗混疊濾波器設(shè)計。接收鏈路需要加入R-L//C-R,選配R-L-L-R網(wǎng)絡（選配R-L-L-R 的時候，R-L//C-R 需要換為R-C-R）；反饋鏈路則需要加入R-L-L-R.

　　a）首先需要根據(jù)性能測試結(jié)果選取R-L//C-R或者R-C-R網(wǎng)絡中的C.以H40為例，RL//C-R網(wǎng)絡C取10pF,R-C-R網(wǎng)絡C取3.3pF可以有效濾除（中頻IF小于350MHz 應用中的）高頻采樣開關(guān)噪聲。網(wǎng)絡中的R取25Ohm為宜，網(wǎng)絡中L取值原則為使LC諧振腔在有用帶寬中心附近形成諧振頻率。

　　b）然后以R1 和R2 各為100Ohm為仿真起點，出于帶內(nèi)平坦度的考量，仿真選取R-L-L-R的值。再平坦度滿足要求的情況下，嘗試降低R1和R2的值，但是需要適當增加R-L-L-R的等效阻抗作為彌補，最后找到實現(xiàn)ADC端組合負載目標前提下的R1和R2的最小取值。

　　4. ADS58H40前端匹配網(wǎng)絡設(shè)計

　　ADS58H40是一款四通道14-bit, 250MSPS的高性能ADC,廣泛應用在無線基站的設(shè)計中，即可以用在接收通道中，同樣也可以應用在反饋通道中。這里以ADS58H40在100Ohm抗混疊濾波器負載的應用為例介紹前端匹配網(wǎng)絡設(shè)計。

　　4.1接收鏈路拓撲架構(gòu)

　　由于接收鏈路對性能指標要求高，R-C//L-R（R-C-R）的吸收采樣噪聲的網(wǎng)絡必不可少，加之接收鏈路帶寬較窄，對帶內(nèi)平坦度起調(diào)節(jié)作用的R-L-L-R網(wǎng)絡可以選配。這里Fs=245.76MSPS 采樣率，中頻3/4 Fs 184.32MHz,帶寬80MHz,100Ohm 抗混疊濾波器負載應用為例。圖5為以犧牲帶內(nèi)平坦度為代價的簡化版前端匹配電路。R-L//C-R意在吸收采樣噪聲達到性能的最佳優(yōu)化。C的取值以10pF為宜，L的取值配合10pF,在所需帶寬內(nèi)形成諧振腔，對有用信號不衰減，對高頻采樣噪聲起到吸收的作用。

圖5:Non-input buffer ADC接收鏈路設(shè)計舉例A--最少的器件犧牲些許的帶內(nèi)平坦度

　　圖6為性能和平坦度相折中的網(wǎng)絡架構(gòu)，網(wǎng)絡架構(gòu)較圖5復雜，但是80MHz信號帶寬內(nèi)平坦度遠遠好于上圖中的簡化版本設(shè)計。由于前端R-L-L-R架構(gòu)的存在，這里吸收采樣噪聲的R-L//C-R 簡化為R-C-R,C的取值以3.3pF為宜。

圖6:Non-input buffer ADC接收鏈路設(shè)計舉例B最優(yōu)的帶內(nèi)平坦度

　　4.2 反饋鏈路拓撲架構(gòu)

　　反饋鏈路處理信號帶寬遠高于接收鏈路，而性能要求則較接收鏈路低。為了滿足帶內(nèi)平坦度的要求，R-L-L-R的平坦度調(diào)節(jié)電路必不可少。而R-C//L-R（R-C-R）采樣噪聲吸收電路所表現(xiàn)出的低通或帶通特性限制了其在超寬帶（BW>100MHz）的反饋鏈路中的應用。使得反饋鏈路中同樣也存在著性能和帶寬的折中。但考慮到反饋鏈路-10dBFs輸入幅度下性能惡化有限（采樣噪聲隨輸入幅度的增加而增大），缺少采樣噪聲吸收電路的反饋鏈路的性能仍然滿足系統(tǒng)性能要求。這里以Fs=245.76MSPS采樣率，中頻3/4 Fs 184.32MHz,帶寬200MHz,100Ohm抗混疊濾波器負載應用為例。

　　圖7為以犧牲些許性能為代價而取得最優(yōu)帶內(nèi)平坦度的反饋鏈路前端匹配電路，R-L-L-R為帶內(nèi)平坦度調(diào)節(jié)電路。

圖7:Non-input buffer ADC反饋鏈路設(shè)計舉例

　　5. 結(jié)論

　　Non-input buffer的ADC在高中頻，超寬帶，高負載抗混疊濾波器應用場景下，需要對前端匹配電路的設(shè)計進行特別的考量。針對接收和反饋鏈路的不同特性，有選擇性的引入R-L-L-R平坦度調(diào)整電路，R-L//C-R采樣噪聲吸收電路，以期達到性能和帶內(nèi)平坦度的折中。