摘 要： 電流檢測是采用電流模式PWM控制方案的DC-DC變換器中最重要的技術(shù)之一。分析了目前電流檢測電路的優(yōu)點(diǎn)和不足，基于TSMC0.18 μm工藝，設(shè)計了一款高精度的電流檢測電路，該電路不需要運(yùn)算放大器，從而簡化了電路結(jié)構(gòu)，降低了設(shè)計的復(fù)雜度，而且有很好的線性度，其采樣率不會隨著溫度和輸入電壓的改變而改變,實現(xiàn)了高精度的檢測。
關(guān)鍵詞： 電流檢測；電流模式；Buck；DC-DC變換器；電源管理
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隨著電子技術(shù)的高速發(fā)展，電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，它們對電源的要求也越來越高。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。單片集成的高效、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛應(yīng)用，它可以大幅度提高電源的利用效率，延長電池的使用壽命,同時大幅度縮小變壓器的體積和重量， 這樣就大大縮小了整個系統(tǒng)的體積和重量。
電流模式控制的DC-DC變換器具有動態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡單、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點(diǎn)，因而獲得越來越廣泛的應(yīng)用。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地測量功率管和電感的電流，電流檢測電路不僅起到過流保護(hù)作用[1]，而且需要通過將電流檢測的結(jié)果加上斜坡補(bǔ)償信號與電壓環(huán)路的輸出做比較，以實現(xiàn)脈寬調(diào)制（PWM）[2]，故電流檢測電路的實現(xiàn)就成為一個至關(guān)重要的問題，如圖1所示。
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根據(jù)電流模式開關(guān)電源系統(tǒng)的要求，本文設(shè)計了一種用于Buck型DC-DC變換器的高精度的電流檢測電路，電路沒有采用運(yùn)算放大器，而是使用共源共柵結(jié)構(gòu)的電流鏡，有效降低了電源電壓、偏置電流和溫度等的影響,可以即時跟蹤檢測流過功率管的電流,通過反饋回路進(jìn)行整個電路的調(diào)整，提高了電流檢測精度，同時具有良好的電源抑制特性，使電路結(jié)構(gòu)更加簡單，易于應(yīng)用。
1 目前電流檢測方法
目前比較常用的電流檢測方法有串聯(lián)電阻檢測、功率管RDS檢測和并聯(lián)電流鏡檢測。
串聯(lián)電阻檢測是將一個小電阻與功率管串聯(lián)，電流流過小電阻就會產(chǎn)生一個壓降，再通過運(yùn)算放大器放大這個微小壓降，就可以檢測功率管的電流。這種方法的檢測精度較高，采樣速度快，但會引入額外的功率損耗，因此采樣電阻不能太大，適合用于較小電流的檢測，是業(yè)界應(yīng)用最為廣泛的一種方法。
功率管RDS檢測是將工作在線性區(qū)的功率管等效為一個電阻，通過直接檢測功率管上的壓降來反映電流的變化。這種方法沒有額外的功率損耗，最主要的缺點(diǎn)是檢測精度較差，由于等效電阻RDS=L/WμCox(VGS-VT)，溫度的變化會導(dǎo)致μCox和VT的變化，因此功率管的RDS就會產(chǎn)生非線性的變化，最大誤差范圍可達(dá)-50%～+100％[3]。
并聯(lián)電流鏡檢測是在功率管旁并聯(lián)一個檢測管，若功率管與檢測管的寬長比為N（通常N>1 000），這樣流過檢測管的電流就為功率管電流的1/N。這種方法一般需要一個運(yùn)算放大器以使檢測管和功率管構(gòu)成的電流鏡達(dá)到更好的匹配，電路結(jié)構(gòu)通常比較復(fù)雜，帶寬較低[4]，且檢測精度會隨N的增大而降低。
2 電流檢測電路設(shè)計
傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測方法通常需要一個運(yùn)算放大器放大電阻上的壓降，本文提出的電流檢測電路不需要運(yùn)算放大器，電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。
圖2中功率管MN、功率管MP、電感L、電容C以及負(fù)載Rload構(gòu)成了Buck電路，VN和VP分別是功率管MN和MP的驅(qū)動信號。M1～M13、電阻RSENSE、電阻R1～R4構(gòu)成了電流檢測電路，Ibias為電路的偏置電流，通常采用微安級，本設(shè)計中為1 μA。由于電感在充電時，電感電流線性上升，這一階段包含了輸入電壓的信息，所以一般情況下，檢測電感電流只需要檢測電感電流的上升階段[5]，而這一階段對應(yīng)功率管MP導(dǎo)通，MN關(guān)斷，即流過功率管MP的電流就是電感電流的上升階段，因此檢測電阻與功率管MP串聯(lián)，而不是與電感串聯(lián)，這種方法的另一個優(yōu)點(diǎn)是降低了檢測電阻所引入的額外功率損耗。
圖2所示電路中，電阻R1和R2的阻值相等，M5、M7與M9、M10是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu)，M6、M8與M9、M10也是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu)，通過鏡像偏置電流，M5、M7和M6、M8兩條支路流過相同的電流，均為偏置電流Ibias，這樣流過M1、M3和M2、M4的電流也相同，又由于M1、M3和M2、M4是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu)，要使流過M1和M2的電流相同，則M1和M2的源極電壓必須相同，即VGS1=VGS2。電路采用共源共柵結(jié)構(gòu)主要是為了改善由溝道調(diào)制效應(yīng)而引起的不匹配，從而減小電流檢測的誤差。
根據(jù)KVL定律可以得到：
? 式中，IL為功率管電流，檢測電阻RSENSE阻值很小，以減小其所引入的額外功率損耗，通常為幾十毫歐，電阻R1和R2的阻值很大，為千歐級，同時Ibias為1 μA，所以式(2)中最后一項引起的誤差非常小，可以忽略不計，因此，檢測電流ISENSE與功率管電流IL的關(guān)系為：
可見，檢測電流ISENSE與功率管電流IL為線性關(guān)系，其比值為RSENSE/R1，可以通過設(shè)置電阻RSENSE和R1、R2的阻值來調(diào)節(jié)檢測電流的大小。電阻R3、R4以及M12、M13構(gòu)成電流鏡，鏡像檢測電流ISENSE到輸出。
本文設(shè)計的電流檢測電路相對于傳統(tǒng)的電阻檢測方法原理簡單且精度較高。電路中電阻RSENSE、R1、R2選用同種電阻，其溫度系數(shù)相同，就可以消除RSENSE/R1的值隨溫度的變化而變化，得到較好的溫度特性，使檢測電流ISENSE不隨溫度的變化而變化。
3 仿真結(jié)果及討論
????本文設(shè)計的電流檢測電路，其輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V，基于TSMC0.18 μm工藝實現(xiàn)，并用Hspice進(jìn)行仿真驗證，設(shè)置偏置電流為1μA，功率管工作頻率為500 kHz，輸入電壓為典型值3 V，電感電流從0 A變化到1 A，在-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃下，電路瞬態(tài)仿真結(jié)果如圖3所示。
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圖3中，上圖為功率管電流IL，下圖為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，可見在不同溫度下(-40 ℃、0 ℃、
+25 ℃和+85 ℃），檢測電流ISENSE基本重合為一條線，不隨溫度的變化而變化，正如前面所分析的，該電流檢測電路具有很好的溫度特性。
同樣條件下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的關(guān)系如圖4所示。圖中，橫坐標(biāo)為功率管電流IL，縱坐標(biāo)為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，不同溫度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃），電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL均線性變化，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨溫度的變化較小，也說明電路具有較好的溫度特性。
表1中的數(shù)據(jù)是在不同溫度下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率。比率在+85 ℃時達(dá)到最大和最小，分別為電感電流為100 mA時的11.1118e-6和電感電流為1 A時的11.0396e-6，兩者之間相差7.22e-8，比率的理論值為11.0804e-6，差值僅占理論值的0.65%，因此比率ISENSE/IL基本不隨溫度而改變，可以達(dá)到較高的檢測精度。這組數(shù)據(jù)還說明比率ISENSE/IL隨溫度的增加而微小增大，隨功率管電流的增大而略微減小。
另外，電路具有較好的電源抑制特性，不同輸入電壓下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨輸入電壓的升高而略微減小，兩者仍呈良好的線性關(guān)系。
電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率為RSENSE/R1，可通過設(shè)置電阻RSENSE和R1、R2的阻值來調(diào)整比率。該電流檢測電路采用TSMC0.18 μm工藝實現(xiàn)，Hspice仿真結(jié)果表明，電路可工作的輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V，功率管工作頻率為500 kHz，可在不同溫度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃）精確檢測功率管電流從0 A～1 A的變化，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL線性變化，驗證了理論分析，證明了該電路的可行性。
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