文獻(xiàn)標(biāo)識碼: A
文章編號: 0258-7998(2011)09-074-03
隨著用電設(shè)備的諧波標(biāo)準(zhǔn)要求越來越嚴(yán)格,PWM整流器的應(yīng)用日益廣泛。在PWM整流器(VSR)的控制中,廣泛采用在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直接電流控制方法和雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu),其中電壓外環(huán)用于控制整流器的輸出電壓,電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的波形和相位控制。
參考文獻(xiàn)[1]按滿足VSR直流側(cè)電壓跟隨性和抗擾性指標(biāo)分別確定了電容的上限值和下限值。但是,這兩個(gè)值通常不能同時(shí)滿足,即當(dāng)滿足直流電壓跟隨性時(shí)通常不能滿足直流電壓抗擾性。
本文著重討論了PWM整流器工作在相同模式下直流電壓跟隨性能指標(biāo)的改善途徑?;?a class="innerlink" href="http://ihrv.cn/tags/PSCAD/EMTDC" title="PSCAD/EMTDC" target="_blank">PSCAD/EMTDC軟件建立了PWM整流器仿真模型,通過對直流側(cè)電容的設(shè)計(jì)取值進(jìn)行分析,提出在直流側(cè)采用新型器件數(shù)控電容在線調(diào)整的方法,實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓的靈活控制。
1 PWM整流器主電路和雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)
三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。主電路采用IGBT與二極管反并聯(lián)的方式,Ls和Rs為電感的等效參數(shù),C為直流濾波電容,RL為直流側(cè)負(fù)載,uca、ucb、ucc為整流橋三相控制電壓。
圖1所示的PWM整流器通過坐標(biāo)變換得在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下PWM整流器的方程為[2]:
式中,usl、isl、ucl(l=d,q)分別為d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電源電壓、輸入電流和橋中點(diǎn)控制電壓。
PWM整流器采用由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)組成的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖2所示[2]。
2 基于PSCAD的PWM整流器控制器仿真模型
利用Mannitoba HVDC研究中心的PSCAD/EMTDC工具建立PWM整流器雙閉環(huán)控制仿真模型,如圖3所示。采用定直流電壓、定無功功率控制,假設(shè)所接負(fù)載為純電阻,無功功率參考值設(shè)為零,為了研究電壓跟隨性指標(biāo)的變化情況,在某時(shí)刻將Udc參考值從Udcref1調(diào)整到Udcref2。
3 數(shù)控電容仿真實(shí)現(xiàn)及直流側(cè)電壓改善分析
在電壓型三相橋式PWM整流器中,直流側(cè)電容主要用來緩沖VSR交流側(cè)與直流側(cè)的無功能量交換,抑制直流側(cè)電壓紋波,并且當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí),支撐直流側(cè)電壓,限定直流電壓的波動。
一般而言,從滿足電壓環(huán)控制的跟隨性指標(biāo)看,VSR直流側(cè)電容應(yīng)盡量小,以確保VSR直流側(cè)電壓的快速跟蹤控制;而從滿足電壓環(huán)控制的抗擾性指標(biāo)分析,VSR直流側(cè)電容應(yīng)盡量大,以限制負(fù)載擾動時(shí)的直流電壓動態(tài)降落[3-4]。新型數(shù)字化元器件的出現(xiàn)使得電容的在線調(diào)整成為可能。
3.1 數(shù)字電容器原理及實(shí)現(xiàn)
以往電容參數(shù)在設(shè)計(jì)過程中,需要根據(jù)實(shí)際需要,綜合考慮直流電壓跟隨性和抗擾性性能指標(biāo)。新型數(shù)字化元件采用總線接口通過單片機(jī)或邏輯電路編程進(jìn)行數(shù)控調(diào)節(jié),實(shí)現(xiàn)了“把模擬器件放到總線上”的全新設(shè)計(jì)理念[5]。典型的數(shù)字電容器有Maxim公司生產(chǎn)的MAX1474和Intersil公司生產(chǎn)的X90100等,可以在5 ?滋s內(nèi)快速調(diào)整,隨著數(shù)控電容新器件工藝的不斷進(jìn)步, 調(diào)整容量和范圍進(jìn)一步增大。
3.2 直流側(cè)電壓指標(biāo)改善分析
3.2.1 直流側(cè)電壓跟隨性分析
仿真實(shí)例取三相電壓型PWM整流器交流輸入線電壓有效值為100 V,直流側(cè)負(fù)載電阻為50 Ω,主功率開關(guān)器件采用IGBT實(shí)現(xiàn)。
2 000 μF、5 000 μF時(shí)的直流側(cè)電壓變化曲線如圖4所示。
基于軟件仿真數(shù)據(jù)驗(yàn)證[6]得出以下結(jié)論:當(dāng)電容取值大于1 100μF時(shí),滿足紋波小于1%的要求;當(dāng)電容取值小于2 000 μF時(shí),可以較快地反應(yīng)電壓跟隨性指標(biāo)。因此確定電容取值范圍為1 100~2 000μF。
3.2.2直流側(cè)電壓抗擾性分析
參考文獻(xiàn)[1]分析直流側(cè)電壓的抗擾性的依據(jù)是PWM整流器的工作模式由最大功率整流變化到最大功率逆變時(shí)引起的直流側(cè)電壓波動最嚴(yán)重的情況,此時(shí)輸入輸出功率偏差最大,過渡過程最長。而PWM整流器經(jīng)常工作在相同的工作模式下,可以根據(jù)直流電壓上的諧波要求來設(shè)計(jì)電容,穩(wěn)態(tài)時(shí)直流輸入電流為直流量,諧波主要來源于一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)諧波,其能量很小,引起的直流電壓波動也很小,設(shè)計(jì)電容值遠(yuǎn)小于參考文獻(xiàn)[1]中的電容設(shè)定上限值。因此,在直流側(cè)電壓跟隨性指標(biāo)確定的電容范圍內(nèi),直流側(cè)電壓的抗擾性變化不大。
綜上分析表明,PWM整流器工作在相同模式時(shí),電容值的調(diào)整對于改善直流側(cè)電壓跟隨性能效果明顯,但是對于改善直流側(cè)電壓抗擾性效果有限。
與改善PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流時(shí)的在線調(diào)整數(shù)控電感的方法不同[7],數(shù)控電容參數(shù)的調(diào)整需要在直流側(cè)電壓參考值發(fā)生變化前完成,并且調(diào)整量分檔盡量小,否則會出現(xiàn)較大的電壓波動。
本文使用PSCAD/EMTDC軟件建立了PWM整流器的仿真模型?;谲浖抡骝?yàn)證的確定電容取值在較小范圍。提出了利用數(shù)控電容替代傳統(tǒng)的電容器,使得電容在線調(diào)整改善電壓環(huán)的動態(tài)響應(yīng)的方法。仿真結(jié)果表明,電容的變化對直流側(cè)電壓跟隨性能改善效果顯著。該方法可根據(jù)不同情況下的控制要求,預(yù)先調(diào)整電容,靈活實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓控制目標(biāo),在小功率電源變換電路和控制電路中有一定應(yīng)用價(jià)值。
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