由于科技的迅速發(fā)展，使得各種行業(yè)都需要使用到精密的電子設(shè)備。配合使用場(chǎng)合之需要，需數(shù)種設(shè)備共同使用同一臺(tái)電源供應(yīng)設(shè)備，因而導(dǎo)致電路間互相干擾之問(wèn)題。其中尤以電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）及噪聲（Noise）的問(wèn)題最令工程師感到困擾。 

在 1970 年代早期，半導(dǎo)體裝置及電力電子技術(shù)開(kāi)始蓬勃發(fā)展，導(dǎo)致電源供應(yīng)器由傳統(tǒng)的線性系統(tǒng)急遽轉(zhuǎn)變?yōu)榍袚Q式電源供應(yīng)器。切換式電源供應(yīng)設(shè)備之動(dòng)作原理一般為對(duì)功率晶體管等開(kāi)關(guān)組件做關(guān)閉、開(kāi)啟之切換行為。而此開(kāi)關(guān)組件在切換瞬間出現(xiàn)的大電壓或大電流即是產(chǎn)生高頻噪聲的主要原因。

電源供應(yīng)系統(tǒng)幾乎是所有電氣產(chǎn)品所必需的，相對(duì)的，也就是所有電磁干擾主要來(lái)源。因此近代的電氣設(shè)備大多會(huì)在輸入端加裝一個(gè)輸入電磁干擾濾波器。本文中將提出一被動(dòng)濾波器之設(shè)計(jì)方法，此一方法可有效降低電源供應(yīng)設(shè)備之 EMI 干擾。本方法僅需少數(shù)組件即可達(dá)成所需之濾波效果，且組件值之計(jì)算容易，讓工程師在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)，可減少其時(shí)間及金錢上的花費(fèi)。

本文首先將對(duì)電磁干擾做大略的敘述。由于本文所使用的驅(qū)動(dòng)器其內(nèi)部輸出電源是由返馳切換式電源供應(yīng)器所提供的，因此我們將探討切換式電源供應(yīng)器的噪聲產(chǎn)生原因。再來(lái)是對(duì)本文所提出的濾波器設(shè)計(jì)步驟作說(shuō)明，最后利用本文所提出的濾波器設(shè)計(jì)方法來(lái)制作一有效之濾波器，以驗(yàn)證本文提出之濾波器設(shè)計(jì)方法是否正確。 不需要的信號(hào)造成電磁干擾

在單一系統(tǒng)內(nèi)全無(wú)噪聲而處理甚佳的信號(hào)，其電磁能量對(duì)綜合系統(tǒng)內(nèi)其它副系統(tǒng)的信號(hào)而言，是屬于不需要的信號(hào)  ，此信號(hào)可能會(huì)造成可觀的干擾，則稱之為電磁干擾（Electromagnetic Interference） 。由于切換式轉(zhuǎn)換器電壓及電流的瞬間快速變化，使其本身成為一主要電磁干擾源，這不僅會(huì)使其它與其使用相同電源的設(shè)備產(chǎn)生不良影響，同時(shí)也容易使自身的操作出現(xiàn)誤差動(dòng)作。一般而言，任何流經(jīng)電源線（Line）與中性線（Neutral）的噪聲電流均可分為共模（Common Mode）成分與差模（Difference Mode）成分。其中共模噪聲電流是指以相同振幅及相位的形式流經(jīng)L、接地（Ground）及N、G 的噪聲電流，因此亦可稱為非對(duì)稱型式的噪聲電流（Asymmetrical-mode noise current）。而差模噪聲電流是指以相同振幅但相位相差180度的形式流經(jīng)L、N而不經(jīng)接地線的噪聲電流，因此亦可稱為對(duì)稱型式的噪聲電流（Symmetrical-mode noise current）。這兩種形式的噪聲普遍的存在于輸入或輸出線中，任何濾波器之設(shè)計(jì)均需考慮兩者，圖1為在電路中共模噪聲及差模噪聲路徑示意圖。

切換式電源供應(yīng)器藉功率開(kāi)關(guān)控制電壓

由于本文中所使用的驅(qū)動(dòng)器其輸出電源是由內(nèi)部的返馳式電源供應(yīng)器所提供，且其噪聲主要是由切換式組件所提供。因此我們將敘述切換式電源供應(yīng)器的動(dòng)作原理，以使讀者能對(duì)其有概略的了解。 

切換式電源供應(yīng)器是利用電路中的功率組件做 ON/OFF 反復(fù)變化，將輸入電壓經(jīng)過(guò)整流濾波后所得到之直流電壓以一定的頻率切換，再將其結(jié)果加以濾波，即可得一固定的輸出電壓。其主要目的是在已知的輸入電壓下，藉由功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通與截止動(dòng)作來(lái)控制輸出電壓的大小，在固定的切換頻率（fs=1/Ts=1/(ton+toff)）下，輸出電壓的平均值可藉由ton和toff的大小來(lái)決定，此種控制方式也就是所謂的脈波寬度調(diào)變切換。 在固定切換頻率下，控制開(kāi)關(guān)的信號(hào)可由控制電壓VC 和連續(xù)性的鋸齒波Vst經(jīng)由比較器而產(chǎn)生，控制電壓VC為誤差放大器的輸出，其值可由參考電壓Vref和實(shí)際輸出電壓Vo比較后的差值來(lái)控制。連續(xù)性鋸齒波電壓為一固定切換頻率之波形，在一般的脈沖寬度調(diào)變切換控制下，其切換頻率為 10KHz～200KHz。當(dāng)誤差放大器的控制電壓 VC 大于連續(xù)性鋸齒波 Vst時(shí) ，控制開(kāi)關(guān)訊號(hào)為高電位，使功率晶體管呈導(dǎo)通狀態(tài)。反之，當(dāng)誤差放大器的控制電壓 VC 小于連續(xù)性鋸齒波 Vst 時(shí)，控制開(kāi)關(guān)訊號(hào)為低電位，使功率晶體管呈截止?fàn)顟B(tài)，圖2(a)為脈沖寬度調(diào)變切換控制功能方塊示意圖，圖2(b)為脈沖寬度調(diào)變切換控制之相關(guān)波形圖。

圖3為一返馳切換式電源供應(yīng)器電路圖。這個(gè)電路是利用AIC3842來(lái)做脈沖寬度調(diào)變控制，RT、CT會(huì)提供一連續(xù)性三角波并與VREF做比較，比較過(guò)后的輸出電壓可用來(lái)切換晶體管UFN833，藉由晶體管的ON、OFF使變壓器一次側(cè)電壓產(chǎn)生正負(fù)極性變化的動(dòng)作，此時(shí)二次側(cè)整流器會(huì)有順偏、逆偏的動(dòng)作，而使輸出電壓產(chǎn)生震蕩，經(jīng)過(guò)電容器的濾波后可得到一穩(wěn)定的輸出電壓。

濾波器設(shè)計(jì)原理

圖 4 為本文所使用之 π 型電磁干擾濾波器架構(gòu)。圖中包括了 CM 電感、DM 電感、X 電容及 Y 電容各兩個(gè)以及一個(gè)泄放電阻。以下將分別針對(duì)共模及差模噪聲之產(chǎn)生，將其簡(jiǎn)化成共模及差模等效電路。

CM等效電路

要將圖 4 的電路簡(jiǎn)化成共模等效電路只需將 X 電容去掉，并以接地點(diǎn)為中性線將電路對(duì)折，此時(shí)電感值變?yōu)橐话耄娙葜涤捎诓⒙?lián)的關(guān)系變成兩倍，其等效電路簡(jiǎn)化流程如圖5所示。

DM等效電路

要將圖4的電路簡(jiǎn)化成差模等效電路只需將Y電容的接地拿掉，此時(shí)Y電容的值變成1/2倍，而共模電感LC以漏電感代替（這是因?yàn)楣材ｋ姼性诓钅r(shí)只有其漏電感有作用），并將差模電感拿到一邊，其等效電感量變?yōu)樵瓉?lái)的兩倍，其等效電路

流程如圖6所示。

濾波器組件之設(shè)計(jì)

A、 利用量得的噪聲大小來(lái)計(jì)算其所需的衰減量（VATT）

VATT=VACT-Vlimit(dB)   （1）

其中VACT：實(shí)際所量測(cè)的噪聲值

  Vlimit：法規(guī)之限制值

B、 計(jì)算其轉(zhuǎn)折頻率

由于共模等效電路各有一個(gè)電感及電容  ，因此其衰減斜率可用40dB/decade來(lái)計(jì)算 ，得轉(zhuǎn)折頻率（fR）為 

  其中fnoise 為需要衰減的噪聲頻率

C、 計(jì)算濾波器組件值 

首先考慮漏地電流（Ig的限制），進(jìn)而求出CY電容的大小，其值可由下式計(jì)算得到

V：Y電容之耐電壓

f：電源線之頻率

利用所求得的轉(zhuǎn)折頻率及下列式子，可求得共模電感（Lc）值

差模電感可由上述共模電感之漏電感來(lái)代替（其感值約為共模電感之 0.5﹪～2﹪），再用相同的轉(zhuǎn)折頻率來(lái)設(shè)計(jì) CX 電容，

由于安規(guī)規(guī)定當(dāng)總X電容的值大于0.5µF時(shí)，便需加裝泄放電阻來(lái)提供電容在關(guān)閉時(shí)的放電路徑之用，其值可由下式得到

系統(tǒng)制作與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文分別針對(duì)兩種不同的負(fù)載，采用相同的設(shè)計(jì)步驟來(lái)制作一π型濾波器，以左證本文提出之濾波器設(shè)計(jì)方法是否可行，并利用 IsSpice 電路仿真軟件之仿真功能來(lái)輔助設(shè)計(jì)。表 1 及表 2 分別為本文所使用的驅(qū)動(dòng)器及兩種不同馬達(dá)規(guī)格，圖 7 為量測(cè)噪聲時(shí)之相關(guān)器材接線圖。本文所采用的法規(guī)為工業(yè)界、科學(xué)界及醫(yī)療領(lǐng)域所采用的EN55011（Group2，Class A）。

量測(cè)噪聲

在量測(cè)噪聲之前，必須先量測(cè)電源端的背景噪聲。因?yàn)殡娫幢尘霸肼晻?huì)影響濾波器對(duì)噪聲的抑制效果，所以如果電源背景噪聲很大時(shí)，就必須采取某些步驟將其降低，如加裝隔離變壓器。一般而言，電源背景噪聲都希望能抑制在40dBµV以下。圖8為電源背景噪聲圖。 在圖8中最上方的兩條曲線分別為法規(guī)EN55011之標(biāo)準(zhǔn)值，上面一條為準(zhǔn)峰值（Quasi Peak）限定值曲線，下面一條則為平均值（Average Vaule）限定值曲線。 再來(lái)將量測(cè)待測(cè)物之總噪聲。由于本文所使用之驅(qū)動(dòng)器需一額外之信號(hào)產(chǎn)生器來(lái)提供訊號(hào)給驅(qū)動(dòng)器，以使驅(qū)動(dòng)器能動(dòng)作。但此信號(hào)產(chǎn)生器所生之噪聲不在我們所需量測(cè)的待測(cè)物噪聲范圍內(nèi)，因此在此假設(shè)此信號(hào)產(chǎn)生器所生之噪聲非常小，不足以影響總噪聲值。圖 9 及圖 10 分別為驅(qū)動(dòng)器未加訊號(hào)產(chǎn)生器及加上訊號(hào)產(chǎn)生器后之噪聲圖。由圖中可知其差別不大，與我們的假設(shè)相符。圖11為驅(qū)動(dòng)器加上馬達(dá)A后之噪聲圖。

濾波器之設(shè)計(jì)步驟

從圖11中可以看出其最大噪聲為82.1dBµV，而在150KHz～500KHz 處，EN55011之法規(guī)限制為66 dBµV，因此由式（1）

可以得到其所須之衰減量為

VATT＝82.1-66＝16.1（dBµV）      （7）

由于法規(guī) EN55011 中的法規(guī)限制只考慮到 150KHz～30MHz 的地方，且最大噪聲通常會(huì)產(chǎn)生在以載波頻率為倍數(shù)的地方。

因此我們假設(shè)濾波器之轉(zhuǎn)折頻率設(shè)定在150KHz 之前的載波頻率倍數(shù)上，在本設(shè)計(jì)方法中，可假設(shè)其最大噪聲是出現(xiàn)在20 x 7＝140KHz 的地方，則其轉(zhuǎn)折頻率fR可由式（2）計(jì)算得到

由式（8）中所求得的轉(zhuǎn)折頻率為fR=55.42KHz。我們可由式（3）中求出Y電容的值  

其中250V為電容之耐電壓。為了參考實(shí)際值，我們?nèi)電容為CY=22nF，而共模電感（Lc）的值可由式（4）求得

參考實(shí)際值取Lc的值為0.4mH，圖12(a)及圖12(b)分別為A濾波器的共模電路及仿真結(jié)果。 由圖12(b)中可以看出其轉(zhuǎn)折頻率為51.4kHz，由于組件值選擇的關(guān)系，所以此值與我們所計(jì)算的有些差異。而在150kHz處的衰減量為17dB，這與我們實(shí)際上所需要的衰減量相近。 由于在濾波器的結(jié)構(gòu)中，差模電感的主要功能是在濾除高頻噪聲，而在本例子中得較高頻帶范圍是符合法規(guī)標(biāo)準(zhǔn)的，因此我

參考實(shí)際值，我們?nèi)電容的值為4.2µF，圖13(a)及圖13(b)分別為A濾波器差模電路和仿真結(jié)果。

由圖13(b)中可以觀察出其在轉(zhuǎn)折頻率處的衰減量和理論值非常接近，而差模電路在66.8KHz 處所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)折頻率會(huì)被X電容的值所影響，因此，實(shí)際上差模等效電路能夠有效抑制差模噪聲是從66.8KHz 處開(kāi)始的。 由于法規(guī)規(guī)定當(dāng)總 X 電容大于 0.5µF 時(shí)，便需加裝一泄放電阻以提供 X 電容在電源關(guān)閉時(shí)放電之用，所以取泄放電阻的值為100KΩ。根據(jù)以上所求得的濾波器組件值，我們可以得到完整的濾波器架構(gòu)，如圖14(a)所示，由圖 14(b)的仿真結(jié)果中可以看出其與共模電路的仿真結(jié)果非常接近，這符合我們當(dāng)初以共模結(jié)構(gòu)為主要設(shè)計(jì)部分的假設(shè)，圖 15 為待測(cè)物 A 加上 A 濾波器后的量測(cè)結(jié)果。圖 16 為 A 濾波器與待測(cè)物 A 之接線圖。由圖 15 可以清楚的看到噪聲得到良好的抑制效果。

本文另外針對(duì)另一圓型步進(jìn)馬達(dá)，并采用本文所使用的濾波器設(shè)計(jì)方法來(lái)設(shè)計(jì)其濾波器，再對(duì)兩種結(jié)果作比較。 圖 17 為濾波器加上馬達(dá) B 后之噪聲圖形。由圖中可以看出其最大噪聲為 74dBµV，根據(jù)之前的設(shè)計(jì)步驟可以得到 B 濾波器的組件值，分別為轉(zhuǎn)折頻率 fR＝88.33KHz，共模電感 Lc=0.5mH，Y 電容 CY=22nF，其中用來(lái)代替差模電感的共模電感之漏感量Lleakage=1µH，X電容Cx=3.2µF，泄放電阻R=150KΩ，圖18(a)及圖18(b)分別為B濾波器之共模等效電路及仿真結(jié)果。圖19(a)及圖19(b)分別為 B濾波器的差模等效電路及仿真結(jié)果。圖20(a)及圖20(b)分別為B濾波器的完整電路架構(gòu)及仿真結(jié)果。圖21為待測(cè)物B加上濾波器B后的噪聲量測(cè)結(jié)果。圖22為B濾波器與待測(cè)物B之接線圖。

主要衰減量由共模結(jié)構(gòu)等效電路提供

由上述濾波器 A 和濾波器 B 的量測(cè)結(jié)果，并配合仿真的結(jié)果來(lái)加以輔助，可以發(fā)現(xiàn)對(duì)濾波器的噪聲衰減量而言，其主要衰減量是由共模結(jié)構(gòu)的等效電路來(lái)提供的。由量測(cè)結(jié)果中可以發(fā)現(xiàn)由于我們使用共模電感的漏感量來(lái)代替差模電感的緣故，會(huì)使得待測(cè)物在較高頻部分（約6MHz～20MHz之間）的噪聲抑制情形較差。而由于其最大噪聲的發(fā)生大約都在150KHz～1MHz之間，因此不須為了抑制較高頻帶處的噪聲而降低較低頻帶處的噪聲衰減量，因?yàn)檫@樣也許會(huì)使得較低頻帶處的噪聲無(wú)法通過(guò)法規(guī)標(biāo)準(zhǔn)，也就是說(shuō)我們只需針對(duì) 1MHz 之內(nèi)產(chǎn)生的最大噪聲來(lái)設(shè)計(jì)濾波器即可，這也是我們不使用差模電感的主要原因。如此既可確保所求得的濾波器組件值能使待測(cè)物通過(guò)法規(guī)標(biāo)準(zhǔn)，亦可大幅減少在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)所花費(fèi)的時(shí)間及金錢。

探討噪聲原因  預(yù)測(cè)產(chǎn)生地點(diǎn)

近年來(lái)，電磁干擾的問(wèn)題逐漸受到重視，電力電子組件設(shè)計(jì)者在制作組件時(shí)，除了要注意組件特性以外，還要考慮組件是否會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的噪聲，進(jìn)而影響其它電力電子組件的運(yùn)作，但就目前的研究看來(lái)，仍有許多不足之處，故在此提出未來(lái)能夠努力的方向。 仔細(xì)探討待測(cè)物內(nèi)部各組件的噪聲產(chǎn)生原因，冀望能直接針對(duì)噪聲的產(chǎn)生原因?yàn)V除噪聲，而不需加裝額外的濾波器。  希望能藉由電路仿真軟件的功能，預(yù)測(cè)噪聲之可能產(chǎn)生地點(diǎn)，并藉此功能，對(duì)該地點(diǎn)的噪聲產(chǎn)生原因加以分析以尋求最佳之解決方法。