0 引言

　　隨著LED技術(shù)的發(fā)展， 大功率LED在燈光裝飾和照明等領(lǐng)域得到了普遍的使用， 同時功率型LED驅(qū)動芯片也顯得越來越重要。由于LED的亮度輸出與通過LED的電流成正比， 為了保證各個LED亮度、色度的一致性， 有必要設(shè)計一款恒流驅(qū)動器， 使LED電流的大小盡可能一致。

　　基于LED發(fā)光特性， 本文設(shè)計了一種寬電壓輸入、大電流、高調(diào)光比LED恒流驅(qū)動芯片。該芯片采用遲滯電流控制模式， 可以用于驅(qū)動一顆或多顆串聯(lián)LED。在6V~30V的寬輸入電壓范圍內(nèi)， 通過對高端電流的采樣來設(shè)置LED平均電流， 芯片輸出電流精度控制在5.5%， 同時芯片可通過DIM引腳實現(xiàn)模擬調(diào)光和PWM調(diào)光， 優(yōu)化后的芯片響應(yīng)速度可使芯片達到很高的調(diào)光比。

　　本文首先對整體電路進行了分析， 接著介紹各個重要子模塊的設(shè)計， 最后給出了芯片的整體仿真波形、版圖和結(jié)論。

　　1 電路系統(tǒng)原理

　　圖1是芯片整體架構(gòu)以及典型應(yīng)用電路圖。

　　該電路包括帶隙基準(zhǔn)、電壓調(diào)整器、高端電流采樣、遲滯比較器、功率管M1、PWM和模擬調(diào)光等模塊。此外該芯片還內(nèi)置欠壓和過溫保護電路， 從而能在各種不利的條件下， 有效的保證系統(tǒng)能夠穩(wěn)定的工作。

圖1 芯片整體等效架構(gòu)圖

　　從圖1中可以看到電感L、電流采樣電阻RS、續(xù)流二極管D1形成了一個自振蕩的連續(xù)電感電流模式的恒流LED控制器。該芯片采用遲滯電流控制模式， 因為LED驅(qū)動電流的變化就反應(yīng)在RS兩端的壓差變化上， 所以在電路正常工作時， 通過采樣電阻RS采樣LED中的電流并將其轉(zhuǎn)化成一定比例的采樣電壓VCS， 然后VCS進入滯環(huán)比較器，通過與BIAS模塊產(chǎn)生的偏置電壓進行比較， 產(chǎn)生PWM控制信號， 再經(jīng)柵驅(qū)動電路從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

　　下面具體分析電路的工作原理。首先芯片在設(shè)計時會內(nèi)設(shè)兩個電流閾值IMAX和IMIN。當(dāng)電源VIN上電時， 電感L和電流采樣電阻RS的初始電流為零， LED電流也為零。這時候， CS_COMP遲滯比較器的輸出為高， 內(nèi)置功率NMOS開關(guān)管M1導(dǎo)通， SW端的電位為低， 流過LED的電流開始上升。電流通過電感L、電流采樣電阻RS、LED和內(nèi)部功率開關(guān)從VIN流到地， 此時電流上升斜率由VIN、電感（L）、LED壓降決定。當(dāng)LED電流增大到預(yù)設(shè)值IMAX時， CS_COMP遲滯比較器的輸出為低， 此時功率開關(guān)管M1關(guān)閉， 由于電感電流的連續(xù)性， 此時電流以另一個下降斜率流過電感（L）、電流采樣電阻（RS）、LED和續(xù)流肖特基二極管（D1）， 當(dāng)電流下降到另外一個預(yù)定值IMIN時，功率開關(guān)重新打開， 電源為電感L充電， LED電流又開始增大， 當(dāng)電流增大到IMAX時， 控制電路關(guān)斷功率管， 重復(fù)上一個周期的動作， 這樣就完成了對LED電流的滯環(huán)控制， 使得LED的平均電流恒定不變。

　　從以上分析可知， LED的平均驅(qū)動電流是由內(nèi)設(shè)的閾值IMAX和IMIN決定， 因而不存在類似于峰值電流控制模式的反饋回路。所以與峰值電流控制模式相比， 滯環(huán)電流控制模式具有自穩(wěn)定性，不需要補償電路， 另外峰值電流檢測模式動態(tài)響應(yīng)調(diào)節(jié)一般需要幾個周期的時間， 而滯環(huán)電流控制至多一個周期就可以穩(wěn)定系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)， 所以滯環(huán)電流控制的動態(tài)響應(yīng)更加迅速。當(dāng)然滯環(huán)電流控制模式存在著輸出紋波較大， 變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲等缺點， 但是在大功率LED照明驅(qū)動應(yīng)用中， 一定的紋波變化和開關(guān)頻率變化不會對LED的整體照明性能產(chǎn)生較大影響。

　　2 電路子模塊設(shè)計

　　2.1 帶隙基準(zhǔn)（Bandgap）

　　圖2為采用共源共柵電流鏡， 可以改善電源抑制和初始精度的CMOS自偏置基準(zhǔn)電路。其中，R1和PH4組成啟動電路， 當(dāng)電源上電時， 若電路出現(xiàn)零電流狀態(tài)， 此時VA為低， MOS管PH4開啟， 并向基準(zhǔn)核心電路中注入電流， 使得基準(zhǔn)電路擺脫零簡并偏置點， 當(dāng)電路正常工作時， 通過合理的設(shè)置P7和P8的寬長比， 使它們都處于深線性區(qū)， 由于R2和R3阻值很大， 此時VA的大小接近輸入電壓， MOS管PH4關(guān)斷， 啟動結(jié)束。此外，由于VA的電壓接近電源電壓， 通過電阻R2和R3的分壓后， 電壓VB就能表征電源電壓， 從而在電源電壓低于設(shè)定值時， 輸出欠壓信號， 關(guān)斷功率管， 起到欠壓保護的功能。

圖2 帶隙基準(zhǔn)電壓源電路圖

　　由于基準(zhǔn)電路的輸入電壓最高可達到30V，而普通MOS管漏源和柵耐壓為5V。而且為了使電流鏡像更加匹配， P1、P2、P5、P7必須使用普通的MOS管。所以， 為了防止管子在高壓時被擊穿， 需在這些管子的漏源之間加入柵漏短接的厚柵氧MOS管作為保護管， 即PH1、PH2、PH3。

　　2.2 遲滯比較器（CS_COMP）

　　圖3為遲滯比較器等效電路圖， 其中VTH_H和VTH_L為BIAS模塊提供的偏置基準(zhǔn)電壓， 而CS為電流采樣模塊提供的采樣電壓。電流采樣和遲滯比較器模塊是組成該芯片的核心模塊， 通過這兩個模塊就可以很好的實現(xiàn)滯環(huán)電流控制。

圖3 遲滯比較器等效電路圖

　　電路工作時， 高端電流采樣模塊采樣輸出電流， 并按一定比例轉(zhuǎn)化成采樣電壓CS， 當(dāng)CS電壓大于VTH_H時， P_OFF為高， P_ON為低， M1關(guān)M2開啟， 此時COMP1_G負端輸入VTH_L，并且此時由于P_ON為低， 功率管關(guān)斷， LED電流開始減小， 采樣電壓也開始減小。當(dāng)CS電壓小于VTH_L時， P_OFF為低， P_ON為高， M1開啟，M2關(guān)斷， COMP_G負端輸入VTH_H， 此時P_ON為高， 功率管開啟， LED電流開始增大， 采樣電壓也開始增大。當(dāng)CS電壓大于VTH_H時， 遲滯比較器模塊將重復(fù)上一個周期的動作。這樣通過遲滯比較器就能產(chǎn)生一定占空比的方波來控制功率開關(guān)管關(guān)與斷， 從而有效控制外部LED的電流大小。

　　此外， 高端電流采樣和遲滯比較器模塊需要有較高的單位增益帶寬GBW， 從而提高電流采樣和遲滯比較的速度， 這樣就可以減少電路延遲，提高芯片的響應(yīng)速度， 同時也提高了芯片輸出電流精度。

　　2.3 模擬和PWM調(diào)光（DIM）

　　通常希望在不同的應(yīng)用場合和環(huán)境下， LED的發(fā)光亮度能夠隨著應(yīng)用和環(huán)境的變化隨時可調(diào)， 這就需要LED驅(qū)動器具有調(diào)光的功能。現(xiàn)在， 最常用的LED調(diào)光方式有： 模擬調(diào)光、PWM調(diào)光、數(shù)字調(diào)光等方式。

　　模擬調(diào)光是通過線性的改變LED驅(qū)動器的輸出電流來調(diào)整LED的發(fā)光亮度， 它的優(yōu)點是能夠避免由PWM或數(shù)字調(diào)光所產(chǎn)生的噪聲等問題， 缺點是模擬調(diào)光會改變LED的驅(qū)動電流， 從而引起LED的色偏。PWM調(diào)光方式是通過反復(fù)開關(guān)LED驅(qū)動器， 在PWM信號使能期間輸出電流， 其它時間內(nèi)關(guān)閉LED驅(qū)動， 通過調(diào)節(jié)PWM信號的占空比可來實現(xiàn)調(diào)光。PWM調(diào)光的原理是利用人眼的‘視覺暫留’ 效應(yīng)， 但為了避免人眼能夠看到LED的閃爍， PWM調(diào)光的頻率應(yīng)在100 Hz以上。

　　由于不會改變LED平均電流， PWM調(diào)光也就不會改變LED的色度。

圖4 模擬調(diào)光等效電路圖

　　圖4給出了模擬調(diào)光等效電路圖。圖4是一個差分輸入結(jié)構(gòu)。其中輸入V1為一固定電平2.5 V，V2為DIM引腳的輸入經(jīng)電阻分壓后的電平。由于本電路只工作于大信號情況下， 所以首先對其大信號進行分析。N1、N2管組成的電流鏡將兩通路電流強制相等， 則：

　　壓大于V1時， 由于L2點電壓為低N3、N4截止。輸出Io為零， 無調(diào)光效果。當(dāng)V2減小到2.5 V， 兩邊電流相等， 輸出也為零。此時若V2從2.5 V減小ΔV， 由公式（3） 可知電壓L1與L3之差就增大ΔV， 這樣引起的電壓差在電阻上產(chǎn)生的電流經(jīng)過N3、N4鏡像后就得到輸出電流Io。該電流將進入電流采樣模塊， 并影響電流采樣電壓CS的大小， 從而起到改變輸出電流的作用。

　　圖5給出了芯片模擬調(diào)光過程仿真圖。從圖中可以看到， 當(dāng)DIM引腳電壓逐漸降低時， LED平均電流IL也開始按一定比例降低， 在DIM引腳電壓低于0.3 V時， 功率管被關(guān)斷， LED電流下降到零。這就說明模擬調(diào)光模塊能很好的控制LED驅(qū)動電流大小。

圖5 模擬調(diào)光過程仿真圖

　　圖6給出了PWM調(diào)光等效電路圖， 通過在DIM引腳加入可變占空比的PWM信號就可以改變輸出電流， 從而實現(xiàn)PWM調(diào)光。

圖6 PWM調(diào)光等效電路圖

　　圖6中， 當(dāng)DIM由高變低， 小于VT_L時， 使能變EN為高。此時VT選通為VT_H， 當(dāng)DIM由低變高， 高于VT_H時使能轉(zhuǎn)換， 并實現(xiàn)一定的電壓遲滯。如果輸入信號是PWM信號， 同樣通過上述工作過程， 這樣EN輸出同樣為PWM信號， 控制內(nèi)部功率管的開關(guān)， 從而達到控制輸出電流的目的。

　　圖7給出了當(dāng)DIM輸入典型值20 kHz、占空比為50%的PWM方波時， 輸出電流波形。從圖中可以看到在DIM引腳輸入一定占空比的方波時，LED的平均電流與PWM方波的占空比成正比， 因此通過設(shè)定PWM方波的占空比， 就可以改變LED平均電流的大小。

圖7 PWM調(diào)光波形圖

　　由上圖還可以看出， 當(dāng)輸出一個電感電流周期時， PWM方波具有最小的占空比， 約為4%，此時最大調(diào)光比為25:1。顯然， 采用周期越長，頻率越低的PWM方波進行數(shù)字調(diào)光所獲得的調(diào)光比就越高， 但考慮到人眼的視覺暫留效應(yīng)， 為防止輸出LED電流頻率過低引起閃爍， 應(yīng)用時一般設(shè)置最低fDIM=100 Hz， 此時最大調(diào)光比可高達5000:1。

　　3 仿真結(jié)果

　　本文基于1 μm 40 V CSMC工藝模型， 使用HSPICE軟件， 對整體芯片進行了仿真驗證。

　　表1給出了典型條件下， 采樣電阻RS=0.33ohm， 電感L=100 μH時， 在不同的電源電壓， 不同LED連接數(shù)目下， LED輸出電流精度。芯片由于采樣延遲、采樣精度、驅(qū)動級延遲等因素， 會導(dǎo)致輸出電流產(chǎn)生誤差。在不同的電源電壓和負載條件下， 從表一中可以看到輸出電流精度均能很好的控制在5.5%以內(nèi)。同時也可以看到， 要實現(xiàn)較好的電流精度， 固定負載下需要相應(yīng)的電源電壓與之匹配。

表1 輸出電流精度

　　4 結(jié)束語

　　本文基于1 μm 40 V CSMC高壓工藝， 設(shè)計了一種寬電壓輸入、大電流、高調(diào)光比LED恒流降壓驅(qū)動芯片。在滯環(huán)電流控制模式下， 芯片具有結(jié)構(gòu)簡單、動態(tài)響應(yīng)快、不需要補償電路等優(yōu)點。通過DIM引腳， 芯片可以方便的進行LED開關(guān)、模擬調(diào)光和寬范圍的PWM調(diào)光。仿真結(jié)果表明， 當(dāng)輸入電壓從8 V變化到30 V時， 芯片輸出電流最大偏差不超過5.5%。此外， 在芯片驅(qū)動7個LED時， 效率可高達97%。