【摘要】本文主要闡述臺達(dá)C-2000變頻器與AFE2000共同構(gòu)成四象限變頻控制模式，此控制

　　模式展現(xiàn)出臺達(dá)在能量回饋技術(shù)方面的突破，真正實現(xiàn)了綠色變頻器，有效節(jié)省了電能消耗。

　　【Abstract】In this paper, a control mode for four-quadrant varied-frequency based on C-2000 and

　　AFE2000 is proposed. This control mode shows the breakthrough in energy-feedback technology for Delta

　　IABU， so it really realizes the energy-saving inverter and effectively economizes the cost of electricity.

　　【關(guān)鍵詞】變頻器；四象限變頻控制模式；節(jié)能；PWM整流器

　　自上世紀(jì)80年代末，變頻調(diào)速技術(shù)登上工業(yè)傳動的歷史舞臺以來，變頻調(diào)速技術(shù)就以其調(diào)速范圍寬、調(diào)速精度高、工作效率高、控制靈活和使用方便等優(yōu)點，成為最具影響力的工業(yè)自動化調(diào)速技術(shù)?；谠摷夹g(shù)發(fā)展的變頻器一直延續(xù)著采用無控或半控器件來進(jìn)行電網(wǎng)側(cè)的整流，這種模式導(dǎo)致了變頻器只能工作在電動狀態(tài)，無法實現(xiàn)真正的制動，因此這類變頻器被稱為兩象限變頻器。兩象限變頻器的弱點在于無法實現(xiàn)制動回饋，導(dǎo)致電能的浪費；此外功率因數(shù)較低，DCBUS上的電流無法形成真正的正弦，間接地造成了電能不必要的浪費。

　　兩象限變頻器最大的問題就是整流側(cè)的器件無法實現(xiàn)全控，導(dǎo)致無法進(jìn)行能量回饋操作。因此，高頻PWM整流技術(shù)孕育而生了。高頻PWM整流技術(shù)分為直接電流控制PWM整流和間接電流控制PWM整流兩種方式，間接PWM整流是依據(jù)PWM整流器的穩(wěn)態(tài)電壓平衡關(guān)系得到的控制方式，具有良好的靜態(tài)特性，控制簡單方便，但是同時由于沒有檢測輸入交流電流，造成動態(tài)響應(yīng)慢、穩(wěn)態(tài)性差。因此，在實際的設(shè)計中往往在間接電流PWM整流的基礎(chǔ)上增加電壓外環(huán)，組成雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，保證動態(tài)響應(yīng)。

1 三相PWM整流器工作原理

1.1 主回路工作模式

三相電壓型PWM整流器主回路如圖1所示。

圖1 三相電壓型PWM整流器主回路

　　當(dāng)整流器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)，輸出直流電壓恒定，整流橋的三相橋臂按正弦的脈寬調(diào)制規(guī)律驅(qū)動。當(dāng)PWM整流器處于整流狀態(tài)時，三相交流電源將會通過IGBT或二極管向DC端進(jìn)行整流。當(dāng)PWM整流器處于逆變狀態(tài)，即需要進(jìn)行能量回饋的時候，DC端電流將會通過IGBT或整流器向電網(wǎng)回饋。

為了討論三相PWM整流器的整流與逆變過程，采用圖2所示的空間電壓矢量來描述三相橋臂的開關(guān)狀態(tài)。

圖2 空間電壓矢量

　　圖2表明，當(dāng)電網(wǎng)電壓信號經(jīng)過一個周期后，空間電壓矢量已經(jīng)從U1-U5-U4-U6-U2-U3-U1旋轉(zhuǎn)了一周，并且在每個狀態(tài)的變換中，包含了U0和U7兩個狀態(tài)。結(jié)合圖2，將三相電流空間坐標(biāo)定義為如圖3所示的狀態(tài)。

圖3 空間電流坐標(biāo)

　　我們將U1-U5定義為Ⅰ區(qū)域，U5-U4定義為Ⅱ區(qū)域，U4-U6定義為Ⅲ區(qū)域，U6-U2定義為Ⅳ區(qū)域，U2-U3定義為Ⅴ區(qū)域，U3-U1定義為Ⅵ區(qū)域。各個區(qū)域內(nèi)的電流空間矢量變化共同造就了合成磁勢的旋轉(zhuǎn)，從而形成正弦電流。其結(jié)果見圖4。

圖4 合成磁勢一周狀態(tài)

　　以第Ⅰ區(qū)域為例，結(jié)合三相電壓型PWM整流器來進(jìn)一步描述三相橋臂的導(dǎo)通與電流流向狀況，如圖5所示。

圖5 第Ⅰ區(qū)域電流變化與IGBT導(dǎo)通狀況

　　在U1狀態(tài)時，V4、V6、V5導(dǎo)通，此時電流 由VD4流通，電流 由VD6流通，電流 由VD5流通。在狀態(tài)U2時，V1、V6、V5導(dǎo)通，此時電流 由V1流通，電流 由VD6流通，電流 由VD5流通。其他狀態(tài)可參考相同方式進(jìn)行分析。由此可見三相PWM整流器的IGBT即使導(dǎo)通電流也不一定會進(jìn)行流通，這是由于壓差造成的，而并聯(lián)二極管則可配合流通電流。這是三相PWM整流器IGBT工作的最大特點。

1.2控制算法原理

　　從三相PWM整流器的主回路驅(qū)動狀況可以分析出，開關(guān)頻率很高時，由于電感的濾波作用，高次諧波電壓產(chǎn)生的諧波電流非常小，只考慮電流和電壓的基波，整流橋可以看作是一個理想的三相交流電壓源。適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)控制量的大小和相位，就能控制輸入電流的相位，以達(dá)到改變功率因數(shù)的目的，而控制輸入電流的大小以控制傳入整流器的能量，也就控制了直流側(cè)電壓，可見PWM整流器的控制目標(biāo)是輸入電流和輸出電壓，而輸入電流的控制是整流器控制的關(guān)鍵。輸入電流的控制目標(biāo)是使電流波形為正弦波，且與輸入電壓同相位。

　　三相PWM整流器的具體控制思想是通過SVPWM控制超前角，以控制功率因數(shù)的調(diào)節(jié)，在此定義超前角為 ，因此功率因數(shù)在一定范圍內(nèi)可以通過 來控制。DC-BUS側(cè)直流電壓可以在一定范圍內(nèi)通過調(diào)制深度 來控制。對于PWM控制電路，調(diào)制深度 和控制器角 可任意設(shè)定。其控制原理圖如圖6所示。

　　圖中整流器采用SVPWM控制，通過調(diào)節(jié)相位差 和調(diào)制深度 ，可以獨立控制功率因數(shù) 和直流電壓 。圖中黃色和綠色點畫線框，分別為相位控制控制環(huán)和電壓控制環(huán)，只要使用相位控制環(huán)就可以使PWM整流器運行，使用直流電壓控制環(huán)可實現(xiàn)DC-BUS電壓恒定，從而實現(xiàn)過電壓狀態(tài)的能量回饋，保證電壓恒定。下面來深入分析一下相位和電壓控制過程。

（1） 相位控制

　　相位控制部分也可稱為功率因數(shù)控制，實質(zhì)為調(diào)節(jié)功率因數(shù)的大小，保證實現(xiàn)電流與電壓的同相位。相位控制環(huán)通過檢測相電流 的基波相位，經(jīng)低通濾波后得相位角 ，再與指令 比較，并經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后用于調(diào)節(jié)PWM調(diào)制的相位差 ，使系統(tǒng)工作在任意的功率因數(shù)角下。相位檢測的精度對控制特性有很大影響，因此，要求有穩(wěn)定工作的基波電流相位檢測電路。LPF的輸出信號電平?jīng)Q定了 的控制，一般要附加限幅電路，使 限制在 之內(nèi)。

圖6 控制系統(tǒng)框圖

（2）電壓控制

　　PWM整流器的輸出直流電壓基本上取決于交流線電壓和調(diào)制深度 ，并與調(diào)制深度基本成反比關(guān)系，因此，可以與功率因數(shù)分開，獨立控制直流電壓。從控制特性上考慮，當(dāng)直流電壓需要穩(wěn)定控制時，必須用到電壓控制環(huán)，由于直流電壓與成反比關(guān)系，因此，控制電路對電壓控制信號最好具有線性關(guān)系。而且，閉環(huán)控制時，最好加調(diào)制深度限幅電路，使得調(diào)制深度不要小于 。

1.3有功無功分解控制

　　了解到三相PWM整流器的控制原理后，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行算法的深入研究。通過控制原理的了解，我們可以發(fā)現(xiàn)，PWM整流器的控制目標(biāo)是輸入電流和輸出電壓，而輸入電流的控制是整流器控制的關(guān)鍵。輸入電流的控制目標(biāo)是使電流波形為正弦波且與輸入電壓同相位。

　　在PWM整流器控制方法上，將三相交流電流變換成d-q坐標(biāo)系，從而進(jìn)行對電流d、q的分量單獨控制，這樣有功功率和無功功率的單獨調(diào)節(jié)將會十分簡便。

通過圖1可列出PWM整流器的三相控制電壓方程：

（2-1）

采用空間坐標(biāo)變換方法，將上述方程變換到亮相靜止坐標(biāo)中，其變換陣為：

（2-2）

變換方程為：

（2-3）

再進(jìn)一步由 坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為 坐標(biāo)系，變換陣位：

（2-4）

變換方程為：

（2-5）

經(jīng)過以上變換后，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下PWM整流器方程為：

（2-6）

上式中， 與 為 坐標(biāo)系下的電源電壓， 和 為 坐標(biāo)系下的橋臂中點控制電壓。再回到三相空間靜止坐標(biāo)下，取三相輸入電壓、 和 為：

（2-7）

則經(jīng)過同樣坐標(biāo)變換，在 同步坐標(biāo)系下有：

（2-8）

將（2-8）代入（2-6）得：

（2-9）

式（2-9）可見， 之間存在耦合，通常有電壓前饋解耦控制和電流反饋解耦控制兩種，前者雖是一種完全線性化的解耦控制方案，但實時性問題實現(xiàn)起來效果并不好。本文采用電流反饋解耦控制方式實施方便，控制電路簡單。

實際應(yīng)用中，當(dāng)電壓環(huán)的采樣頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)電壓的頻率時，在方程中造成互耦的 和 對電流調(diào)節(jié)器性能影響小，忽略這個因素，這樣將電流控制指令 與反饋電流 比較，其誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)得到電壓給定信號，即：

（2-10）

將式（2-1）至式（2-10）的思想整合起來，得到控制框圖如圖7所示：

圖7 PWM整流器矢量變換控制圖

2臺達(dá)AFE2000能量回饋單元

AFE2000是臺達(dá)IABU提出的一款與變頻器匹配的能量回饋裝置，AFE2000采用有功無功電流解耦控制，通過CLARK-PARK變換達(dá)到有功和無功的解耦控制，從而實現(xiàn)功率因數(shù)調(diào)整和能量回饋控制。其外觀圖如圖8所示。

圖8 AFE-2000外觀圖

AFE2000將回生能量通過IGBT逆向回饋至電網(wǎng)，改善了傳統(tǒng)的熱電阻消耗的熱能浪費、維修困難等缺點。兩種模式的狀況對比如圖9所示：

圖9 回生能量消耗方式

通過圖9可知，能量回饋也分為兩種方式，一種為只進(jìn)行能量回饋，但是無法實現(xiàn)功率因數(shù)的改善；另一種為進(jìn)行能量回饋，同時也進(jìn)行功率因數(shù)的改善。AFE2000屬于最高層，即可以進(jìn)行能量回饋，同時也能實現(xiàn)功率因數(shù)的改善，且控制參數(shù)簡便，容易調(diào)整。

3 結(jié)語

三相PWM整流器因其所具備的功率因數(shù)改善和能量回饋等功能，越來越受到廣大工程應(yīng)用人員的青睞。臺達(dá)AFE2000正是基于三相PWM整流器開發(fā)的能量回饋單元，其控制模式簡單，功能強(qiáng)大，能同時進(jìn)行功率因數(shù)與DCBUS電壓的雙重調(diào)整，將其與變頻器連接后，真正實現(xiàn)了綠色調(diào)頻的理念，拋棄傳統(tǒng)的能耗很高的熱能消耗方式，將回生能量充分利用，符合節(jié)能、環(huán)保、愛地球的理念。