電流型雙環(huán)控制技術(shù)在DC/DC變換器中廣泛應(yīng)用,較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動態(tài)和靜態(tài)性能[3]。其基本思路是以外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為內(nèi)環(huán)電流給定,檢測電感(或開關(guān))電流與之比較,再由比較器的輸出控制功率開關(guān),使電感和功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓調(diào)節(jié)器的輸出而變化。如此構(gòu)成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統(tǒng)瞬態(tài)性能好、穩(wěn)態(tài)精度高,特別是具有內(nèi)在的對功率開關(guān)電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出,其控制較DC/DC變換器復(fù)雜得多,早期采用開關(guān)點預(yù)置的開環(huán)控制方式[1],近年來瞬時反饋控制方式被廣泛研究,多種各具特色的實現(xiàn)方案被提出,其中三態(tài)DPM(離散脈沖調(diào)制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良,易于實現(xiàn)。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制,介紹其工作原理,與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動態(tài)和靜態(tài)性能,并給出仿真結(jié)果。
1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實現(xiàn)形式[1,2,4,5],其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實現(xiàn)[1]。參照圖1,它的基本工作原理是:檢測濾波電感電流iL,產(chǎn)生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較,根據(jù)兩個電流瞬時值之差來決定單相逆變橋的4個開關(guān)在下一個開關(guān)周期中的導(dǎo)通情況:ig-if>h時(h見圖1,為電流滯環(huán)寬度,可按參考文獻[1]P64式52選?。㏒1、S4導(dǎo)通,UAB=+E,+1狀態(tài);ig-if-h(huán)時S2、S3導(dǎo)通,UAB="-"E,-1狀態(tài);|ig-if|h時S1、S3或S2、S4導(dǎo)通,UAB="0,"0狀態(tài)。兩個D觸發(fā)器使S1~S4的開關(guān)狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿,也就是說開關(guān)點在時間軸上是離散的,且最高開關(guān)頻率為f。
仿真和實驗表明,iL正半周,逆變器基本上在+1和0狀態(tài)間切換,而iL負(fù)半周,逆變器基本上在-1和0狀態(tài)間切換,只有U0過零點附近才有少量的+1和-1之間的狀態(tài)跳變,從而使輸出脈動減小。
2電流型準(zhǔn)PWM控制方式
圖1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
綜合常規(guī)PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點,并借鑒滯環(huán)控制技術(shù),得到改進的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補,S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理:
(1)ig正半周,即ig>0時
比較器CMP1輸出高電平,S3一直關(guān)斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1,S1、S4導(dǎo)通,S2關(guān)斷,UAB為+E,iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E-U0)/L(1)
當(dāng)iL升至if>ig時RS1翻轉(zhuǎn),S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通,UAB為0,iL按式(2)變化
M2=diL/dt=-U0/L(2)
若U0>0,則iL下降,至開關(guān)周期結(jié)束;而若U00,則iL繼續(xù)上升,此時可能出現(xiàn)三種情況:
?、賗f上升率小于ig,則if相對于ig下降至開關(guān)周期結(jié)束;
?、趇f上升率略大于ig,開關(guān)周期結(jié)束時if大于ig而小于ig+h,則下一個開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
?、廴鬷f升至ig+h,則CMP3翻轉(zhuǎn)為1、將RS3清零,S4關(guān)斷,負(fù)載通過D2、D3續(xù)流,UAB為-E,iL按式(3)下降至開關(guān)周期結(jié)束。if的峰值不大于ig+h
M2=diL/dt=-(E+U0)/L(3)
(2)ig負(fù)半周,即ig 比較器CMP1輸出低電平,S4一直關(guān)斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0,S2、S3導(dǎo)通,S1關(guān)斷,UAB為-E,iL按式(3)下降。
當(dāng)iL降至if時RS2翻轉(zhuǎn),S2關(guān)斷、S1導(dǎo)通,UAB為0,iL按式(2)變化:若U0,則iL上升至開關(guān)周期結(jié)束;而若U0>0,則iL繼續(xù)下降,此時也可能出現(xiàn)三種情況:
?、賗f下降率小于ig,則if相對于ig上升至開關(guān)周期結(jié)束;
?、趇f下降率略大于ig,開關(guān)周期結(jié)束時if小于ig而大于ig-h(huán),則下一個開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
?、廴鬷f降至ig-h(huán),則CMP4翻轉(zhuǎn)為1,RS3清零,S3關(guān)斷,負(fù)載通過D1、D4續(xù)流,UAB為+E,iL按式(1)上升至開關(guān)周期結(jié)束。|if|的峰值不大于|ig-h(huán)|,即|ig|+h。
可見,這也是一種三態(tài)工作方式:iL與U0同相時,逆變器工作在PWM方式,在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或-1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉(zhuǎn)換;二者反相時,滯環(huán)才起作用,它使逆變器在1,0和-1三種狀態(tài)間轉(zhuǎn)換。
圖2電流型準(zhǔn)PWM
3靜態(tài)性能的比較
以某逆變器為例,分析和比較上述兩種控制方式下的動態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數(shù):E=180VDC,L=1mH,C=20μF;調(diào)制頻率為f;輸出:U0=115VAC、fo=400Hz;額定負(fù)載:1kVA電流和電壓反饋系數(shù)分別為04167和025;電壓調(diào)節(jié)器為PI型:放大倍數(shù)Ap=135,時間常數(shù)τ1=027ms;
表1為不同負(fù)載和不同調(diào)制頻率下U0與基準(zhǔn)電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
表1不同控制方式下的穩(wěn)態(tài)性能的比較
1.f=20kHz | 靜差(%) | THD(%) | ||
---|---|---|---|---|
PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
空載 | 1.02 | 1.02 | 3.8 | 2.8 |
阻性滿載 | 0.97 | 0.97 | 2.6 | 2.0 |
感性滿載(cosφ=0.7) | 0.9 | 0.94 | 11.2 | 3.5 |
整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.01 | 3.2 | 3.7 |
2.f=30kHz | 靜差(%) | THD(%) | ||
PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
空載 | 1.02 | 1.02 | 0.73 | 0.7 |
阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 1.1 | 0.77 |
感性滿載(cosφ=0.7) | 0.94 | 0.95 | 2.0 | 1.4 |
整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.02 | 2.8 | 3.0 |
3.f=30kHz | 靜差(%) | THD(%) | ||
PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
空載 | 1.03 | 1.02 | 0.5 | 0.24 |
阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 0.33 | 0.26 |
感性滿載(cosφ=0.7) | 0.95 | 0.95 | 0.68 | 0.41 |
整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.03 | 1.9 | 2.2 |
圖3起動及突加突降負(fù)載動態(tài)響應(yīng)過程
(a)三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
(b)電流型準(zhǔn)PWM控制方式
靜差定義為:,式中U01是U0基波份量有效值,Uon為輸出電壓額定值。
分析表1及仿真波形(略),發(fā)現(xiàn):
(1)調(diào)制頻率f較低時,電流型準(zhǔn)PWM波形失真較嚴(yán)重,但其THD隨f升高而迅速減小。
(2)功率開關(guān)管在電流型PWM方式時的平均開關(guān)頻率高于滯環(huán)方式,這意味著前者的開關(guān)損耗較大。
(3)電流型PWM方式下,諧波分量集中在調(diào)制頻率及其整倍數(shù)附近,而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內(nèi),調(diào)制頻率較低時容易產(chǎn)生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本上不受電流跟蹤方式、調(diào)制頻率的影響,而主要取決于電壓調(diào)節(jié)器參數(shù),也受主電路參數(shù)影響。
4動態(tài)性能的比較
由于開關(guān)點的離散性,DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個時間常數(shù)為1/f的等效純滯后環(huán)節(jié),對閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能有不利影響。圖3為起動及負(fù)載變化時兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形。可見,PWM方式下的動態(tài)性能較好,特別是調(diào)制頻率較低時,差別更明顯。但隨著調(diào)制頻率的提高,滯后時間常數(shù)減小,滯環(huán)方式的動態(tài)性能明顯改善,接近于PWM方式。
改變PI電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)(減小放大倍數(shù)或增大積分時間常數(shù))可以改善動態(tài)響應(yīng)的穩(wěn)定性、減小動態(tài)壓降,但又將增大靜態(tài)誤差,即重載時的電壓降落,延長調(diào)節(jié)時間。換言之,在達到同樣動態(tài)性能的前提下,電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數(shù)或較小的積分時間常數(shù),從而獲得更好的靜態(tài)性能。
5結(jié)語
三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實現(xiàn)簡單,開關(guān)損耗較低、失真較小。電流型準(zhǔn)PWM控制方式可以獲得較好的動態(tài)性能,特別是系統(tǒng)穩(wěn)定性及較小的輸出電壓降落,電路實現(xiàn)比較復(fù)雜,它適于調(diào)制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調(diào)制頻率較高時,三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡單而性能優(yōu)良的控制方式。