0 引 言
近年來，隨著電力電子設(shè)備(非線性設(shè)備) 的廣泛使用，導(dǎo)致電網(wǎng)電源輸入電流含有大量諧波，造成電源品質(zhì)惡化，電源污染越來越嚴(yán)重。為了抑制諧波及降低電磁污染，功率因數(shù)校正(PFC) 技術(shù)正成為電力電子技術(shù)研究的重要領(lǐng)域。目前，PFC 技術(shù)有單級和兩級之分，單級PFC 變換器主要應(yīng)用于中小功率場合，電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低廉，但PF 值較低。兩級PFC 變換器是在整流濾波和DC/ DC 功率級之間串入一個有源PFC 電路作為前置級，具有PF 值高、PFC 級輸出電壓恒定等優(yōu)點(diǎn)，適用于中大功率場合的應(yīng)用。但是兩級PFC 結(jié)構(gòu)需要兩套控制電路，增加了變換器成本、重量以及復(fù)雜度。近年來，隨著PFC/ PWM 復(fù)合控制芯片的發(fā)展，兩級PFC 變換器得到了很大的發(fā)展。
在兩級PFC 變換器中， 連接前級PFC 和后級DC/ DC 的直流連接電容占整個變換器的很大一部分體積，傳統(tǒng)兩級PFC 常用的后緣/ 后緣調(diào)制方法不利于減小直流連接電容的大小?，F(xiàn)今廣泛使用的前緣/后緣調(diào)制方法可有效減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，但是一直未有詳細(xì)的理論推導(dǎo)。本文在兩種調(diào)制方法下對直流連接電容的紋波電流進(jìn)行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)和仿真，證明了前緣/ 后緣方法的有效性。最后，通過使用復(fù)合控制芯片ML4803 進(jìn)行了兩級功率因數(shù)校正的實(shí)驗，其前級采用平均電流控制模式的Boost 型PFC 電路，以提高電源的功率因數(shù)值;后級采用雙管正激PWM 電路，實(shí)現(xiàn)DC2DC 變換功能。
1 兩級PFC中直流連接電容的分析
在如圖1 所示的兩級PFC 變換器結(jié)構(gòu)中，前級PFC 屬于有源濾波，使輸入電流與輸入電壓波形、相位一致， 提高功率因數(shù)， 減小諧波畸變率， 常采用Boost 電路做PFC 電路。后級DC/ DC 起隔離和電壓變換的作用。在傳統(tǒng)兩級PFC 電路中，通常對PFC和DC/ DC 部分各自進(jìn)行獨(dú)立控制，現(xiàn)在多將PFC 與DC/ DC 的控制相結(jié)合。
圖1 兩級PFC變換器結(jié)構(gòu)框圖
交流220 V 輸入時，經(jīng)前級Boost PFC 電路后，輸出電容電壓的預(yù)設(shè)值較高，接近400 V 左右。且為保證功率校正電路的輸出電壓Uc紋波小，直流連接電容C1 的電容值較大。我們知道，電容的體積與電容值以及耐壓值成正比，大體積的電容將導(dǎo)致整個兩級PFC變換器體積龐大。因此減小直流連接電容的體積有利于減小整個變換器的體積。
同步即要使前級功率開關(guān)管的導(dǎo)通與后級功率開關(guān)管的關(guān)斷同時進(jìn)行，需在前級PFC 階段采取前緣調(diào)制(L EM) 方法， 后級DC/ DC 階段采取后緣調(diào)制( TEM) 方法。正確的同步前后兩級，能有效地減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，進(jìn)而減小直流連接電容的體積。
圖2 (a) 為前緣調(diào)制，功率開關(guān)管在每個開關(guān)的時鐘周期開始時關(guān)斷，當(dāng)誤差放大器電壓輸出信號與斜坡調(diào)制信號相等時，開關(guān)管開通，并且一直保持到當(dāng)前周期結(jié)束。圖2 (b) 為后緣調(diào)制，功率開關(guān)管在每個開關(guān)周期的時鐘周期開始時開通，當(dāng)誤差放大器電壓輸出信號與斜坡調(diào)制信號相等時，開關(guān)管關(guān)斷，直到當(dāng)前時鐘周期結(jié)束。
圖2 兩種調(diào)制方法
在兩級PFC 的傳統(tǒng)控制方案中， PFC 級與DC/DC 級均采用后緣調(diào)制，即在時鐘開始時同時導(dǎo)通前后兩級的功率開關(guān)管。此時，當(dāng)變換器處于前級開關(guān)管關(guān)斷、后級功率開關(guān)管也關(guān)斷狀態(tài)時，前級PFC 階段將出現(xiàn)一個瞬間的無負(fù)載狀態(tài)，此時電容紋波電流最大，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計困難。
2 兩種調(diào)制方法下直直電容紋波電流推導(dǎo)
下面在PFC 和DC/ DC 兩級均工作在相同開關(guān)頻率的條件下，對兩種調(diào)制方法下電容電流有效值的大小進(jìn)行詳細(xì)的理論分析。
圖3 為設(shè)計的兩級PFC 電路原理圖， 前級為Boost PFC 電路，后級為雙管正激DC/ DC 電路。
圖3 兩級PFC變換器原理圖
2. 1 TEM/ TEM調(diào)制
后緣/ 后緣調(diào)制時變換器的工作時序圖如圖4 所示。在一個開關(guān)周期內(nèi)，電容C1 紋波電流如下:
圖4 后緣/ 后緣調(diào)制時序圖
圖5 前緣/ 后緣調(diào)制時序圖
由式(3) 、(5) 可得:
所以電容紋波電流的有效值為:
對于正激電路:
將式(8) 代入式(7) 可得:
2. 2 LEM/ TEM調(diào)制
前緣/ 后緣調(diào)制時變換器的工作時序圖如圖5 所示，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電容C1 紋波電流如下:
同樣由式(3) 、(5) 可得:
則電容紋波電流的有效值為:
聯(lián)立式(8) 、(12) 可得:
比較式(7) 、(13) 可知，在L EM/ TEM 調(diào)制下的電容紋波電流有效值要小于TEM/ TEM 調(diào)制下的電容紋波電流有效值。
3 仿真與實(shí)驗結(jié)果分析
3. 1 仿真波形與結(jié)果分析
為了驗證上面直直電容紋波電流有效值公式推導(dǎo)的正確性，在PSIM 仿真環(huán)境下搭建了仿真模型，進(jìn)行了電路仿真。為電路參數(shù)選擇如下:交流輸入電壓Uin= 220 V ，L1 = 1 mH ， C1 = 220 μF ，L2 = 100 μH ，開關(guān)頻率f = 50 kHz ，輸出功率Po = 240 W。
圖6 (a) 是功率因數(shù)校正前變換器的輸入電流和輸入電壓波形，圖6 (b) 是校正后變換器的輸入電流和輸入電壓波形。由圖可以看出校正后，輸入電流Iin波形得到很好改善，提高了變換器的功率因數(shù)。圖7 (a)是后緣/ 后緣調(diào)制時電容電流波形和驅(qū)動波形，圖7(b) 是前緣/ 后緣調(diào)制時電容電流波形和驅(qū)動波形。
由圖中可以看出前緣/ 后緣調(diào)制時電容電流的有效值小于后緣/ 后緣調(diào)制時的值。
圖6 PFC校正前后輸入電壓和電流波形圖
圖7 后緣/ 后緣調(diào)制、前緣/ 后緣調(diào)制時驅(qū)動及電容電流波形
3. 2 基于ML4803 的實(shí)驗波形和結(jié)果分析
ML4803 是飛兆公司生產(chǎn)的基于前緣/ 后緣調(diào)制方法的PFC/ PWM 復(fù)合控制芯片。該芯片有8 個引腳，具有很低的起動和運(yùn)行電流。本文基于ML4803 設(shè)計了兩級PFC 電路，根據(jù)設(shè)計要求確定兩級電路設(shè)計方案為:前級為平均電流控制的Boost PFC 電路，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的功能，同時把輸入直流電壓提升到400V ;后級為雙管正激的PWM 電路，把400 V 母線電壓降至12 V ，主電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。
主要設(shè)計參數(shù)為: 輸入電壓Uin = 220 VAC ， 50Hz ;輸出額定電壓Uo = 12 V ; 輸出額定電流Io = 20A ;工作頻率67 kHz ; C1 = 220 μF ;變壓器變比12 :1 ;電感L1 = 1 mH ;L2 = 100μH ;功率因數(shù)> 0. 98 。主開關(guān)Q1 、Q2 、Q3 : IRF840 ; 整流橋RS507 ; 續(xù)流二極管D5 : HFA0 8 TB6 0 ; 續(xù)流二極管D8 、D9 : 3 0 CPQ0 6 0 。
圖8 輸入電壓電流和輸出電壓的波形
圖9 開關(guān)管驅(qū)動波形
由圖8 可以看出，經(jīng)校正后的輸入電流波形得到很好的改善，為正弦波，功率因數(shù)大大提高，輸出電壓穩(wěn)定在12 V。由驅(qū)動波形可看出變換器工作在前緣/后緣調(diào)制方法。
4 結(jié) 論
在兩級功率因數(shù)校正變換器中，前緣/ 后緣調(diào)制方法能有效減少直流連接電容的紋波電流大小，進(jìn)而減小整個兩級變換器的體積。本文對直流連接電容的紋波電流有效值進(jìn)行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)和仿真驗證，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計了一臺基于ML4803 具有功率因數(shù)校正功能的兩級PFC 變換器，對理論分析進(jìn)行了實(shí)驗驗證。