1引言
在開(kāi)關(guān)電源里,可把直流電壓從一個(gè)電平變換到另一個(gè)電平。諸如buck電路,boost電路以及buck-boost電路。但是,當(dāng)要求把相當(dāng)高的直流電壓變換到相當(dāng)?shù)偷闹绷麟妷簳r(shí),常規(guī)變換技術(shù)的效率較低,特別是當(dāng)變換器的工作頻率在1MHz以上時(shí),開(kāi)關(guān)損耗變得特別大。
圖1電路就是常規(guī)的buck(正激式)變換器。該變換器在正常工作期間,開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通,把輸入電壓和輸出電壓之差加在電感L1上,使電感L1中的電流增加,并對(duì)輸入電容CS充電;該電流又送至負(fù)載RL上。當(dāng)開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷時(shí),電感L1極性反向使二極管D1導(dǎo)通,然后,電流流經(jīng)D1和L1,其幅度是逐漸下降的,直到S1再導(dǎo)通為止,又開(kāi)始下一個(gè)工作周期。
圖2為常規(guī)的buckboost變換器,它用變壓器T把輸入及輸出電壓隔離開(kāi)來(lái)。該變換器可使輸出電壓的幅值大于或小于其輸入電壓的幅值。此電路的缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)管電流和二極管電流均比基本的buck或boost變換器的電流大。
本文所介紹的具有有源箝位的DC/DC功率變換器,可以在1MHz以上的開(kāi)關(guān)頻率下,以零電壓諧振變換來(lái)工作。電路中,只需要一個(gè)磁芯兼作電感和變壓器。通過(guò)改變?cè)驯龋垣@得所需要的電壓。對(duì)其輸出特性的控制和普通的變換器拓?fù)湟粯?。用零電壓諧振變換和變壓器隔離技術(shù),對(duì)磁芯無(wú)特殊要求。該電路控制部分采用脈寬調(diào)制技術(shù)(PWM),工作頻率高,效率也高,且輸入輸出隔離。
2電路結(jié)構(gòu)說(shuō)明
圖1常規(guī)的buck變換器電路
圖2常規(guī)的buck-boost變換器電路
圖3為本文重點(diǎn)介紹的具有有源箝位的DC/DC變換器電路。電路中采用了三只開(kāi)關(guān)管S1、S2及S3,變壓器T,變壓器初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的濾波電容分別為Ci和Cs。為分析方便,假定電容足夠大,電容電壓在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)為恒定值;變壓器初次級(jí)繞組的耦合系數(shù)為1;開(kāi)關(guān)管是理想的,即無(wú)功耗,并且能通過(guò)正反任一方向的電流。此外,在分析中,只考慮單輸出形式,要輸出幾種電壓,可以增加次級(jí)繞組。
通常是用普通的定時(shí)電路(未畫(huà)出)來(lái)控制三個(gè)開(kāi)關(guān)管的工作。其控制波形如圖4所示。在工作時(shí),有源箝位開(kāi)關(guān)S1和同步開(kāi)關(guān)S3由同一信號(hào)ug來(lái)驅(qū)動(dòng)
圖3具有有源箝位的DC/DC變換器
圖4圖3電路工作波形圖中iLPM的峰峰值為
圖5S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
圖6S1、S3導(dǎo)通電路狀態(tài)
(同時(shí)導(dǎo)通,同時(shí)截止),如圖4(a)波形所示。S2則用相反的信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)。這樣,當(dāng)S1及S3導(dǎo)通時(shí),S2截止,反之亦然。因?yàn)榧俣⊿1、S2、S3均為理想開(kāi)關(guān)管,即開(kāi)通與關(guān)斷是瞬時(shí)完成的。實(shí)際上,開(kāi)關(guān)時(shí)間在30ns~120ns之間,一般采用先關(guān)斷后開(kāi)通的波形來(lái)驅(qū)動(dòng)。
3電路工作狀態(tài)分析
圖5和圖6所示為圖3電路的兩種工作狀態(tài)。假定開(kāi)始時(shí)該電路已處于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行,如圖5所示,S2導(dǎo)通,變壓器初級(jí)繞組中的電流增加,給電容CP充電,而輸出電流Io完全由電容CS支持著。在圖6所示的狀態(tài)中,S1及S3導(dǎo)通。這就使貯存在電容CP和電感LP中的能量,從變壓器初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)負(fù)載。
S2的工作周期為T(mén),占空比為D,導(dǎo)通間隔為工作周期的一部分,即DT。而S1及S3的導(dǎo)通時(shí)間間隔為T(mén)-DT=T(1-D)。在周期T內(nèi),初級(jí)繞組兩端電壓的平均值為零,即
(Ui-nUo)DT-nUo(1-D)T=0(1)
UiD=nUo(2)
D=nUo/Ui(3)
式中,n是變壓器的匝比。式(1)示于圖4(b)。同樣Cs中的平均電流也為零。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí),Cs供給負(fù)載電流Io。當(dāng)S1及S3導(dǎo)通時(shí),Cs充電,以補(bǔ)償S2導(dǎo)通時(shí)Cs輸出的能量。在理想情況下,可以認(rèn)為Cs中的電流ICS基本上是矩形,如圖4(c)所示。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí),Cs輸入電流ICS和輸出端電流Io是幅值相等相位相反的,即
ICS=-Io(4)
在S1和S3導(dǎo)通期間,Cs的輸入電流ICS等于次級(jí)繞組中的電流Is和輸出電流Io之差,即
ICS=Is-Io(5)
因?yàn)殡娙軨S上的平均電流為零,則有
-DIo+(1-D)(IS-Io)=0(6)
次級(jí)繞組中的電流Is可表示為
Is=Io/(1-D)(7)
在S1及S3導(dǎo)通期間
ICS=Io/(1-D)-Io(8)
=Io·D/(1-D)(9)
將式(3)代入式(9)得
ICS=Io·nUo/(Ui-nUo)(10)
Cs中的輸入電流ICS示于圖4(c),輸出電流Io示于圖4(d),Is示于圖4(e)。
圖7CP與繞組并聯(lián)電路圖
依據(jù)線性疊加,變壓器初級(jí)繞組中的電流由三部分組成:第一部分是磁化電流ILpm,系S2導(dǎo)通時(shí)Ui在初級(jí)繞組兩端所加的電壓引起的,它與輸出電流無(wú)關(guān);第二部分電流是在S1和S3導(dǎo)通期間,次級(jí)繞組的電流感應(yīng)到初級(jí)繞組中的電流,用ILP1-3表示;第三部分電流是在S2導(dǎo)通期間,由輸入電流ILP2所產(chǎn)生的。
磁化電流由加在初級(jí)繞組上的電壓、繞組電感、開(kāi)關(guān)周期T及占空比D決定。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí)(11)
在S2導(dǎo)通期間,峰-峰磁化電流:(12)
在S1及S3導(dǎo)通期間的峰-峰電流可用同樣的方法求出(13)
在穩(wěn)態(tài)條件下,式(12)與式(13)相等。
在S1和S3導(dǎo)通期間,負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流ILP1-3,可借用變壓器的匝比關(guān)系,把式(7)反射到初級(jí)側(cè)即得(14)
在S2導(dǎo)通期間,負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流ILP2可這樣來(lái)考慮:在S2導(dǎo)通期間,必定有輸入電流流通,以支持輸出電流,因?yàn)檩敵瞿芰康扔谳斎肽芰浚ɡ硐胱儔浩鳎忠驗(yàn)樗矔r(shí)功率等于電壓和電流之積,由式(3)可得(15)整理后得(16)
在S2導(dǎo)通期間,平均負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流等于輸入電流Ii(17)或(18)
初級(jí)繞組磁化電流ILPm的波形為三角形,如圖4(f)所示。由式(14)及(18)所示的負(fù)載電流波形分別示于圖4(g)和圖4(h),而合成的初級(jí)電流波形示于圖4(i)。由于初級(jí)繞組電感量較大,在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi),即使S2關(guān)斷,ILP2基本上仍保持為恒定值。
如果沒(méi)有輸出電流,磁化電流的平均值為零。因此,當(dāng)變壓器空載時(shí),初級(jí)電流為正負(fù)峰峰等幅的波形。而獲得零電壓諧振開(kāi)關(guān),該磁化電流的峰-峰幅值,必須大于兩倍負(fù)載電流在初級(jí)繞組中所產(chǎn)生的電流。
這種串聯(lián)功率變換拓?fù)涞奶攸c(diǎn)在于:在正激變換電路中,只用了一只磁性元件,該磁性元件起兩個(gè)作用:一是作為電路中的電感器,二是作為隔離變壓器。另外一種類(lèi)似電路如圖7所示。
這種電路結(jié)構(gòu)和工作情況,基本上和圖3一樣,Cp只有當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí),才能并接到初級(jí)繞組。圖7電路所產(chǎn)生的波形示于圖8。其工作狀態(tài)分別示于圖9和圖10。在圖9中S2導(dǎo)通,使初級(jí)繞組中的電流增加,而輸出電流完全由電容CS來(lái)提供。在圖10中S1和S3導(dǎo)通,CP上的電壓Ucp(是在S1及S3斷開(kāi)時(shí),Cp連續(xù)充放電所形成的),加在變壓器初級(jí)繞組上。
圖8電路工作波形
圖中iLpm的峰值為
圖9S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
圖10S1、S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
穩(wěn)態(tài)時(shí),初級(jí)電感上的電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均值為零
UiDT+(-nUo)(1-D)T=0(19)
nUo(D-1)+UiD=0(20)(21)
其波形示于圖8(b)。從式(9)和(21),可得(22)
Ics波形示于圖8(c)。輸出電流Io波形示于圖8(d),而次級(jí)電流Is波形示于圖8(e)。
在S2導(dǎo)通期間,磁化電流(23)
磁化電流的峰-峰值:(24)
同樣,在S1和S3導(dǎo)通期間,磁化電流的峰-峰幅值為:(25)
式(25)的波形示于圖8(f)。
式(7)所表示的電流反射到變壓器初級(jí)側(cè),就導(dǎo)出式(14)。
在S2導(dǎo)通期間,由負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)所產(chǎn)生的電流,可由式(21)導(dǎo)出(27)整理后可得(28)
在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi),S2導(dǎo)通期間由負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)所產(chǎn)生的電流等于輸入電流Ii(29)或(30)
式(30)的波形示于圖8(g)。
初級(jí)繞組磁化電流ILPm為三角波形,如圖8(f)所示。合成的初級(jí)電流波形如圖8(h)所示。
當(dāng)輸出電流為零時(shí),就和正激變換器的情況一樣,初級(jí)繞組中只有磁化電流,其平均值為零。圖7電路和圖3電路不同點(diǎn)是:圖3電路在S2關(guān)斷期間,初級(jí)繞組中無(wú)磁化電流,而在圖7電路中,即使在S2關(guān)斷期間,CP仍會(huì)提供一定的磁化電流。
4結(jié)語(yǔ)
圖3電路由于采用開(kāi)關(guān)管S1作為有源箝位/恢復(fù)器件,使該電路具有如下優(yōu)點(diǎn):
(1)為使變壓器恢復(fù),不需要附加恢復(fù)繞組,或附加有損耗的箝位器件。
(2)占空比比較高,允許輸入電壓范圍寬,或采用較高的匝比。
(3)由于匝比較高,初級(jí)上的電流應(yīng)力和次級(jí)側(cè)上的電壓應(yīng)力可大大減輕。
(4)存貯在寄生元件中的能量被傳輸?shù)街C振槽路元件上,并循環(huán)進(jìn)行,結(jié)果使電路效率提高,噪聲下降。
(5)由于開(kāi)關(guān)電壓被箝位到一個(gè)可控制的電平上,器件應(yīng)力減小了,就可采用低額的開(kāi)關(guān)器件。
(6)可實(shí)施零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS),從而可工作在較高的頻率上并獲得較高的效率。
(7)在整個(gè)輸入電壓變化范圍內(nèi),開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力相當(dāng)恒定,這就為設(shè)計(jì)者提供了綜合考慮的余地。而在其他單端式電路中,由于開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力與輸入電壓成正比,不具有這個(gè)優(yōu)點(diǎn)。
(8)由于采用了這種有源箝位技術(shù),就有可能在次級(jí)側(cè)采用同步開(kāi)關(guān)改善變壓器波形。