圖1是由運放和阻容等元件組成的V/I變換電路，能將0—5V的直流電壓信號線性地轉(zhuǎn)換成0－10mA的電流信號，A1是比較器．A3是電壓跟隨器，構(gòu)成負反饋回路，輸入電壓Vi與反饋電壓Vf比較，在比較器A1的輸出端得到輸出電壓VL，V1控制運放A1的輸出電壓V2，從而改變晶體管T1的輸出電流IL而輸出電流IL又影響反饋電壓Vf，達到跟蹤輸入電壓Vi的目的。輸出電流IL的大小可通過下式計算：IL＝Vf/（Rw+R7），由于負反饋的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/（Rw+R7），當(dāng)Rw+R7取值為500Ω時，可實現(xiàn)0－5V/0－10mA的V/I轉(zhuǎn)換，如果所選用器件的性能參數(shù)比較穩(wěn)定，運故A1、A2的放大倍數(shù)較大，那么這種電路的轉(zhuǎn)換精度，一般能夠達到較高的要求。
2、 0－10V/0－10mA的V/I變換電路
圖2中Vf是輸出電流IL流過電阻Rf產(chǎn)生的反饋電壓，即V1與V2兩點之間的電壓差，此信號經(jīng)電阻R3、R4加到運放A1的兩個輸入端Vp與Vn，反饋電壓Vf=V1－V2，對于運放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/（R2+R3）×R2，VN＝V2＋（Vi-V2）×R4/（R1+R4），所以V1/（R2+R3）×R2＝V2＋（Vi-V2）×R4/（R1+R4），依據(jù)Vf＝V1-V2及上式可推導(dǎo)出：
若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，則有：Vf×R1＝Vi×R4，
得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流過反饋回路R3、R4的電流，則有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．當(dāng)運放的開環(huán)增益足夠大時，輸出電流IL與輸入電壓Vi滿足線性關(guān)系，而且關(guān)系式中只與反饋電阻Rf的阻值有關(guān)．顯然，當(dāng)Rf＝200Ω時，此電路能實現(xiàn)0－10v/0－10mA的V/I變換。
3、 1－5V/4－20mA的V/I變換電路
在圖3中．輸入電壓Vi是疊加在基準電壓VB（VB=10V）上，從運放A1的反向輸入VN端輸入的，晶體管T1、T2組成復(fù)合管，作為射極跟蹤器，起到降低T1基極電流的作用（即忽略反饋電流I2），使得IL≈I1，而運放A1滿足VN≈Vp，如果電路圖中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，則有如下表達式：
由式①②③可推出：
若Rf＝62.5Ω，k=0.25，Vi=1－5V，則I1＝4－20mA，而實際變換電流IL比I1小，相差I(lǐng)2（IL=I1-I2），I2是一個隨輸入電壓Vi變化的變量，輸入電壓最小時（Vi=1V），誤差最大，在實際應(yīng)用中，為了使誤差降到最小，一般R1，R2，Rf的阻值分別選取40.25kΩ，40kΩ，62.5Ω。
4、 0－10mA/0－5V的I/V變換電路
在實際應(yīng)用中，對于不存在共模干擾的電流輸入信號，可以直接利用一個精密的線繞電阻，實現(xiàn)電流/電壓的變換，如圖4，若精密電阻R1＋Rw＝500Ω，可實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，若精密電阻R1＋Rw＝250Ω，可實現(xiàn)4-20mA/1-5V的I/V變換。圖中R，C組成低通濾波器，抑制高頻干擾，Rw用于調(diào)整輸出的電壓范圍，電流輸入端加一穩(wěn)壓二極管。
對于存在共模干擾的電流輸入信號，可采用隔離變壓器耦合方式，實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，一般變壓器輸出端的負載能力較低，在實際應(yīng)用中還應(yīng)在輸出端接一個電壓跟隨器作為緩沖器，以提高驅(qū)動能力。
1、 0－5V/0－10mA的V/I變換電路
圖1是由運放和阻容等元件組成的V/I變換電路，能將0—5V的直流電壓信號線性地轉(zhuǎn)換成0－10mA的電流信號，A1是比較器．A3是電壓跟隨器，構(gòu)成負反饋回路，輸入電壓Vi與反饋電壓Vf比較，在比較器A1的輸出端得到輸出電壓VL，V1控制運放A1的輸出電壓V2，從而改變晶體管T1的輸出電流IL而輸出電流IL又影響反饋電壓Vf，達到跟蹤輸入電壓Vi的目的。輸出電流IL的大小可通過下式計算：IL＝Vf/（Rw+R7），由于負反饋的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/（Rw+R7），當(dāng)Rw+R7取值為500Ω時，可實現(xiàn)0－5V/0－10mA的V/I轉(zhuǎn)換，如果所選用器件的性能參數(shù)比較穩(wěn)定，運故A1、A2的放大倍數(shù)較大，那么這種電路的轉(zhuǎn)換精度，一般能夠達到較高的要求。
2、 0－10V/0－10mA的V/I變換電路
圖2中Vf是輸出電流IL流過電阻Rf產(chǎn)生的反饋電壓，即V1與V2兩點之間的電壓差，此信號經(jīng)電阻R3、R4加到運放A1的兩個輸入端Vp與Vn，反饋電壓Vf=V1－V2，對于運放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/（R2+R3）×R2，VN＝V2＋（Vi-V2）×R4/（R1+R4），所以V1/（R2+R3）×R2＝V2＋（Vi-V2）×R4/（R1+R4），依據(jù)Vf＝V1-V2及上式可推導(dǎo)出：
若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，則有：Vf×R1＝Vi×R4，
得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流過反饋回路R3、R4的電流，則有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．當(dāng)運放的開環(huán)增益足夠大時，輸出電流IL與輸入電壓Vi滿足線性關(guān)系，而且關(guān)系式中只與反饋電阻Rf的阻值有關(guān)．顯然，當(dāng)Rf＝200Ω時，此電路能實現(xiàn)0－10v/0－10mA的V/I變換。
3、 1－5V/4－20mA的V/I變換電路
在圖3中．輸入電壓Vi是疊加在基準電壓VB（VB=10V）上，從運放A1的反向輸入VN端輸入的，晶體管T1、T2組成復(fù)合管，作為射極跟蹤器，起到降低T1基極電流的作用（即忽略反饋電流I2），使得IL≈I1，而運放A1滿足VN≈Vp，如果電路圖中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，則有如下表達式：
由式①②③可推出：
若Rf＝62.5Ω，k=0.25，Vi=1－5V，則I1＝4－20mA，而實際變換電流IL比I1小，相差I(lǐng)2（IL=I1-I2），I2是一個隨輸入電壓Vi變化的變量，輸入電壓最小時（Vi=1V），誤差最大，在實際應(yīng)用中，為了使誤差降到最小，一般R1，R2，Rf的阻值分別選取40.25kΩ，40kΩ，62.5Ω。
4、 0－10mA/0－5V的I/V變換電路
在實際應(yīng)用中，對于不存在共模干擾的電流輸入信號，可以直接利用一個精密的線繞電阻，實現(xiàn)電流/電壓的變換，如圖4，若精密電阻R1＋Rw＝500Ω，可實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，若精密電阻R1＋Rw＝250Ω，可實現(xiàn)4-20mA/1-5V的I/V變換。圖中R，C組成低通濾波器，抑制高頻干擾，Rw用于調(diào)整輸出的電壓范圍，電流輸入端加一穩(wěn)壓二極管。
對于存在共模干擾的電流輸入信號，可采用隔離變壓器耦合方式，實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，一般變壓器輸出端的負載能力較低，在實際應(yīng)用中還應(yīng)在輸出端接一個電壓跟隨器作為緩沖器，以提高驅(qū)動能力。
5、 由運放組成的0－10mA/0－5V的I/V變換電路
在圖5中，運放A1的放大倍數(shù)為A＝（R1+Rf）/R1，若R1＝100kΩ，Rf＝150kΩ，則A＝2.5；若R4＝200Ω，對于0－10mA的電流輸入信號，將在R4上產(chǎn)生0－2V的電壓信號，由A＝2.5可知，0－10mA的輸入電流對應(yīng)0－5V的輸出電壓信號。
圖中電流輸入信號Ii是從運放A1的同相輸入端輸入的，因此要求選用具有較高共模抑制比的運算放大器，例如，OP-07、OP-27等。
6、 4－20mA/0－5V的I/V變換電路
經(jīng)對圖6電路分析，可知流過反饋電阻Rf的電流為（Vo-VN）/Rf與VN/R1＋（VN-Vf）/R5相等，由此，可推出輸出電壓Vo的表達式：
Vo=（1+Rf/R1+Rf/R5）×VN-（R4/R5）×Vf。由于VN≈Vp＝Ii×R4，上式中的VN即可用Ii×R4替換，若R4＝200Ω，R1＝18kΩ，Rf＝7.14kΩ，R5＝43kΩ，并調(diào)整Vf≈7.53V，輸出電壓Vo的表達式可寫成如下的形式：
當(dāng)輸入4－20mA電流信號時，對應(yīng)輸出0－5V的電壓信號。
