摘 要： 基于UMC 0.6 μm BCD工藝設(shè)計(jì)了一種峰值電流模式的PWM控制升壓DC/DC變換器" title="變換器">變換器，通過引入跳周期模式" title="跳周期模式">跳周期模式實(shí)現(xiàn)輕負(fù)載下變換器的高效率。仿真結(jié)果顯示，引入跳周期模式的DC/DC變換器在輕載下（負(fù)載電流小于5mA）效率仍達(dá)到45%以上。
關(guān)鍵詞： DC/DC變換器；脈寬調(diào)制；峰值電流模式；跳周期模式
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便攜式設(shè)備應(yīng)用中，電源的負(fù)載通常是變化的，例如對(duì)于通信系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)、微處理器和閃存來說，在工作時(shí)需要電源提供很大的負(fù)載電流，而在待機(jī)狀態(tài)需要的電流卻很小。PWM控制升壓DC/DC變換器具有噪音低、重負(fù)載時(shí)效率高、儲(chǔ)能電感和濾波電容的大小容易選取等優(yōu)點(diǎn)[1]，是目前應(yīng)用最為廣泛的一種控制方式。然而在輕負(fù)載情況下，因?yàn)楣ぷ黝l率是固定不變的，與頻率相關(guān)的開關(guān)損耗并沒有隨著負(fù)載的減小而減小，因此，PWM控制模式在輕負(fù)載下效率較低。
? 很多文獻(xiàn)對(duì)PWM控制DC/DC變換器輕負(fù)載下的效率提高問題進(jìn)行了討論，多數(shù)是采用PWM/PFM混合控制模式[2-4]，就是在輕負(fù)載時(shí)采用PFM模式以提高變換器效率，而在重負(fù)載時(shí)采用PWM模式。傳統(tǒng)的混合模式控制方式的實(shí)現(xiàn)方法中將PWM模式控制和PFM模式控制環(huán)路分開設(shè)計(jì)，并在變換器內(nèi)部引入負(fù)載輕重的判斷機(jī)制，在負(fù)載變化時(shí)，工作模式自動(dòng)切換。這種方法可以獲得寬負(fù)載范圍下變換器的高效率，缺點(diǎn)是電路設(shè)計(jì)復(fù)雜，增加了芯片面積和成本。
本文采用一種跳周期模式[5]（Skip Mode）來提高輕載下PWM變換器效率。其基本思想是芯片中引入跳周期模式控制比較器" title="比較器">比較器電路，該電路判斷負(fù)載的輕重，當(dāng)負(fù)載足夠輕時(shí)，產(chǎn)生SLEEP信號(hào)，此時(shí)芯片進(jìn)入低功耗狀態(tài)，功率MOS管被關(guān)斷" title="關(guān)斷">關(guān)斷，并且芯片內(nèi)大部分電路如振蕩器、誤差放大器、PWM比較器以及各種保護(hù)電路等也不再工作，只依靠電容儲(chǔ)存的能量維持負(fù)載端工作，當(dāng)能量下降到一定值時(shí)，再啟動(dòng)變換器。這樣輕負(fù)載時(shí)功率MOS管的損耗和芯片自身電路的損耗都降低了。
該控制模式的主要缺點(diǎn)是由于開關(guān)頻率不固定，開關(guān)噪聲無法預(yù)測，同時(shí)它也會(huì)使輸出紋波增大。因此不適合無線通信領(lǐng)域應(yīng)用，但非常適合在待機(jī)狀態(tài)頻繁的場合中應(yīng)用。
1 芯片系統(tǒng)設(shè)計(jì)
圖1為帶跳周期模式的PWM控制升壓DC/DC變換器的芯片電路結(jié)構(gòu)框圖。芯片系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)和功能：跳周期模式、同步整流、峰值電流檢測、斜坡補(bǔ)償、過壓保護(hù)、過溫保護(hù)、欠壓鎖定以及軟啟動(dòng)電路等。
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芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定運(yùn)行頻率，允許使用小型低ESR電容器。為了提高輕載下變換器效率，在輕載條件下進(jìn)入跳周期模式。由于整個(gè)系統(tǒng)采用峰值電流模式控制，為了保持峰值電流模式控制的穩(wěn)定性，設(shè)計(jì)有斜坡補(bǔ)償電路。為了進(jìn)一步提高變換效率，采用同步整流技術(shù)，并將功率開關(guān)管NMOS和同步整流管PMOS集成到芯片內(nèi)部。
圖1中，SW為開關(guān)引腳，F(xiàn)B為輸出電壓" title="輸出電壓">輸出電壓的采樣反饋端，SHDN為停機(jī)引腳，接低電平時(shí)關(guān)斷芯片。芯片內(nèi)部主要模塊包括：基準(zhǔn)電壓源BANDGAP，為其他電路提供1.25V基準(zhǔn)電壓和電流偏置；誤差放大器EAMP，將輸出的反饋采樣電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較放大；峰值電流閾值設(shè)置電路IREG，根據(jù)誤差放大器的輸出，設(shè)置電感峰值電流限制ITH，接PWM比較器的同相輸入端，在軟啟動(dòng)時(shí)，根據(jù)軟啟動(dòng)電路SOFTSTART的輸出限制工作電流；PWM比較器，其輸出下跳沿關(guān)斷開關(guān)管；環(huán)形振蕩器OSC，產(chǎn)生電路周期工作的定時(shí)信號(hào)CLK和斜坡補(bǔ)償所需的鋸齒波信號(hào)RAMP；斜坡補(bǔ)償電路SLOPE_COMP，將采樣的電感電流信號(hào)和補(bǔ)償斜坡RAMP疊加，輸出VISC接PWM比較器的反相輸入端；跳周期比較器SKIP_COMP，使變換器在輕載時(shí)進(jìn)入Skip Mode，降低損耗。芯片中其他電路模塊還有包括RS觸發(fā)器在內(nèi)的邏輯控制電路CONTROL、功率管驅(qū)動(dòng)電路DRIN、整流管驅(qū)動(dòng)電路DRIP、整流管襯底電位控制電路BODY_CTRL、反轉(zhuǎn)保護(hù)電路IR、過熱保護(hù)電路OTP、輸入低壓鎖定電路UVLO以及輸出過壓保護(hù)電路OVP。NS為集成在芯片內(nèi)部的功率開關(guān)NMOS管，PR為集成在芯片內(nèi)部的整流PMOS管。
正常負(fù)載條件下，在每個(gè)振蕩周期開始時(shí)，RS觸發(fā)器被置位，從而導(dǎo)通功率開關(guān)管NS。當(dāng)SLOPE_COMP的輸出VISC超過IREG的輸出VITH時(shí)，RS觸發(fā)器復(fù)位從而關(guān)閉NS管。通過這種方式，誤差放大器設(shè)置正確的峰值電流水平以使輸出穩(wěn)壓。
2 跳周期模式電路設(shè)計(jì)原理與實(shí)現(xiàn)
2.1 跳周期模式電路設(shè)計(jì)原理
在負(fù)載足夠小時(shí)，開關(guān)變換器進(jìn)入跳周期模式。在該模式下，一部分開關(guān)周期被忽略，即開關(guān)管和芯片內(nèi)部部分電路停止工作，從而達(dá)到降低損耗的目的。跳周期模式電路的基本工作原理如圖2所示。
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在輕負(fù)載情況下變換器只有比較稀疏的脈沖群，在脈沖群與脈沖群之間變換器進(jìn)入空閑（IDLE）狀態(tài)，開關(guān)管和整流管都關(guān)斷，電路空閑不工作，電感電流為零，通過輸出電容上存儲(chǔ)的能量為負(fù)載供電。隨著輸出電容的放電，輸出電壓下降至低于下限閾值電壓VTH-時(shí)，變換器重新工作，產(chǎn)生一些脈沖群，對(duì)負(fù)載供電，并對(duì)輸出電容充電，使得輸出電壓上升，直到其達(dá)到上限閾值VTH+時(shí)，又進(jìn)入IDLE狀態(tài)。隨著負(fù)載電流的下降，變換器被忽略的脈沖越多，IDLE時(shí)間越長，開關(guān)損耗越低。
基于以上原理，設(shè)計(jì)芯片的Skip Mode控制電路。首先要解決的問題是如何判斷輕載。一種簡單的方法是直接檢測輸出VOUT，如果負(fù)載很輕，則負(fù)載消耗的電流就會(huì)小于電感所提供的電流，輸出電壓VOUT就會(huì)相對(duì)較高。但是直接檢測VOUT并不合算，可以利用EAMP的輸出VE信號(hào)，當(dāng)VE偏低時(shí)，就證明VOUT偏高，也就是負(fù)載輕。另外就是設(shè)置Skip Mode控制的上下門限閾值VTH+和VTH-。這可以通過具有雙閾值的遲滯比較器來實(shí)現(xiàn)。設(shè)計(jì)的Skip Mode控制電路示意圖如圖3所示。
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電路中遲滯比較器SKIP_COMP的兩個(gè)翻轉(zhuǎn)閾值分別為VT+和VT-。當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，VOUT略有上升，導(dǎo)致EAMP的輸出VE下降，當(dāng)其下降到SKIP_COMP的低閾值VT-以下時(shí)，表示負(fù)載很輕，進(jìn)入Skip Mode工作模式。此時(shí)，首先將開關(guān)管關(guān)斷，并停止振蕩器的工作，然后等待反轉(zhuǎn)保護(hù)比較器IR的輸出IR負(fù)跳變（此時(shí)表明電感電流已經(jīng)全部釋放），將整流管關(guān)斷，并將SLEEP信號(hào)置高，進(jìn)一步關(guān)斷芯片中其他部分電路。由于開關(guān)管、整流管都關(guān)斷了，輸出電容對(duì)負(fù)載供電，輸出電壓緩慢下降。直到輸出電壓下降到VTH-以下，EAMP的輸出VE大于VT+，SLEEP信號(hào)變低，振蕩器恢復(fù)工作，其輸出CLK正跳沿觸發(fā)開關(guān)管導(dǎo)通，變換器恢復(fù)工作，對(duì)負(fù)載和電容充電，使輸出電壓上升，直到上升到VTH+，又進(jìn)入關(guān)斷模式。
2.2 跳周期比較器電路設(shè)計(jì)
設(shè)計(jì)的跳周期比較器電路如圖4所示。
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圖4中，VB是由偏置模塊產(chǎn)生的偏置電壓，VDDA是由內(nèi)置電源模塊產(chǎn)生的穩(wěn)定電壓。電流源P8、P9對(duì)R1供電，由P8、P9、R1、N7共同決定翻轉(zhuǎn)閾值VT+和VT-。N7處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)確定翻轉(zhuǎn)閾值VT-，VT-=R1×I2；N7導(dǎo)通時(shí)確定翻轉(zhuǎn)閾值VT＋，VT＋=R1×(I1+I2)。當(dāng)0
3 電路仿真
此變換器芯片典型應(yīng)用電路如圖5所示。
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用Hspice對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果顯示，由于SOFTSTART電路的引入，有效地消除了啟動(dòng)時(shí)的浪涌電流。室溫、20mA負(fù)載、輸入電壓為3.3V、輸出電壓為12V時(shí)的瞬態(tài)特性仿真結(jié)果顯示輸出電壓紋波較小，約為6mV。
電路變換效率仿真結(jié)果如圖6所示，圖6(a)是引入了跳周期模式后變換器的效率仿真曲線，圖6(b)是未引入跳周期模式變換器的效率仿真曲線。仿真結(jié)果顯示，負(fù)載電流在5mA以下屬于輕負(fù)載區(qū)，這一區(qū)域效率比較低，但由于引入了跳周期模式，該段效率下降不算太嚴(yán)重。隨著負(fù)載的增大，效率曲線呈上升趨勢，當(dāng)負(fù)載電流在10mA以上時(shí)，是芯片理想工作區(qū)域，該段基本保證效率在70%以上。
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本文討論了PWM型升壓變換器的設(shè)計(jì)，并重點(diǎn)分析了升壓變換器在輕載下如何通過引入跳周期模式來提高效率。提出的跳周期模式電路設(shè)計(jì)思想簡明，電路實(shí)現(xiàn)簡單，仿真結(jié)果表明在輕載下，跳周期模式變換器可顯著提高變換器的效率。該設(shè)計(jì)對(duì)于待機(jī)狀態(tài)頻繁的應(yīng)用具有很好的工程應(yīng)用價(jià)值。
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