0、引言

　　目前125 kH z讀卡器的技術(shù)相對(duì)成熟，系統(tǒng)價(jià)格便宜,在各個(gè)行業(yè)得到了廣泛應(yīng)用，例如: 人員的身份識(shí)別，物品的信息管理，液化氣的管理，動(dòng)物的識(shí)別，酒店的門禁管理等用唯一識(shí)別號(hào)可以標(biāo)識(shí)物體屬性的地方都有應(yīng)用。在一些應(yīng)用場(chǎng)合10多毫米的讀卡距離不能滿足遠(yuǎn)距離讀卡的要求,為此本文提出了一種基于AD過采樣技術(shù)的曼徹斯特解碼方式，較現(xiàn)有的方波解碼方式讀卡距離有了大的提高，配合大尺寸的振動(dòng)線圈，讀卡距離超過了1 000 mm。

　　1、系統(tǒng)的構(gòu)成

　　系統(tǒng)的組成結(jié)構(gòu)如圖1所示，125 kH z的振蕩電路，檢波放大電路，自動(dòng)調(diào)諧電路，低通濾波電路，這幾部分構(gòu)成了整個(gè)讀卡器的射頻通信控制，m cu部分，AD采樣部分構(gòu)成了系統(tǒng)的核心，這兩個(gè)部分完成了振蕩系統(tǒng)的自動(dòng)調(diào)諧，卡片數(shù)據(jù)的解碼，數(shù)據(jù)的發(fā)送、顯示等功能。

　　2、曼徹斯特編碼原理

　　曼徹斯特編碼(M ancheSTer Encod ing)，也叫做相位編碼( PE)，是一個(gè)同步時(shí)鐘編碼技術(shù)，被物理層使用來編碼一個(gè)同步位流的時(shí)鐘和數(shù)據(jù)。曼徹斯特編碼被用在以太網(wǎng)媒介、無(wú)線鏈路等系統(tǒng)中。曼徹斯特編碼提供一個(gè)簡(jiǎn)單的方式給編碼簡(jiǎn)單的二進(jìn)制序列，而沒有長(zhǎng)的周期，沒有轉(zhuǎn)換級(jí)別，因而防止時(shí)鐘同步的丟失，或來自低頻率位移在貧乏補(bǔ)償?shù)哪M鏈接位錯(cuò)誤。在這個(gè)技術(shù)下，實(shí)際上的二進(jìn)制數(shù)據(jù)被傳輸通過這個(gè)電纜，不是作為一個(gè)序列的邏輯1 或0 來發(fā)送的( 技術(shù)上叫做反向不歸零制( NRZ) )。相反地，這些位被轉(zhuǎn)換為一個(gè)稍微不同的格式，它通過使用直接的二進(jìn)制編碼有很多的優(yōu)點(diǎn)。

　　在曼徹斯特編碼中，每一位的中間有一跳變，位中間的跳變既作時(shí)鐘信號(hào)，又作數(shù)據(jù)信號(hào); 曼徹斯特編碼從高到低的跳變是0 從低到高的跳變是1。還有一種是差分曼徹斯特編碼，每位中間的跳變僅提供時(shí)鐘定時(shí)，而用每位開始時(shí)有無(wú)跳變表示0 或1 ，有跳變?yōu)? ，無(wú)跳變?yōu)? 。

　　兩種曼徹斯特編碼是將時(shí)鐘和數(shù)據(jù)包含在數(shù)據(jù)流中，在傳輸代碼信息的同時(shí)，也將時(shí)鐘同步信號(hào)一起傳輸?shù)綄?duì)方，每位編碼中有一跳變, 不存在直流分量, 因此具有自同步能力和良好的抗干擾性能。但每一個(gè)碼元都被調(diào)成兩個(gè)電平,所以數(shù)據(jù)傳輸速率只有調(diào)制速率的1 /2。

　　3、過采樣技術(shù)原理

　　采樣頻率超出信號(hào)帶寬的兩倍, 用數(shù)字濾波器替換性能不好的模擬抗混疊濾波器, 這個(gè)過程稱為過采樣。AD 轉(zhuǎn)換的過采樣技術(shù)一般分三步: ( 1) 高速(相對(duì)于輸入信號(hào)頻譜)采樣模擬信號(hào); ( 2) 數(shù)字低通濾波; ( 3) 抽取數(shù)字序列。

　　采用這項(xiàng)技術(shù), 既保留了輸入信號(hào)的較完整信息, 降低了對(duì)輸入信號(hào)頻譜的要求, 又可以提高采樣子系統(tǒng)的精度。

　　3. 1 奈奎斯特采樣定理

　　根據(jù)奈奎斯特采樣定理, 需要數(shù)字化的模擬信號(hào)的帶寬必須被限制在采樣頻率fs的一半以下, 否則將會(huì)產(chǎn)生混疊效應(yīng), 信號(hào)將不能被完全恢復(fù)。這就從理論上要求一個(gè)理想的截頻為fs/2的低通濾波器。實(shí)際中采用的通頻帶為0 ~fs/2的低通濾波器不可能既完全濾掉高于fs /2 的分量又不衰減接近于fs/2的有用分量。因此實(shí)際的采樣結(jié)果也必然與理論上的有差別。如果采用高于fs的采樣頻率, 如2fs, 則可以很容易用模擬濾波器先濾掉高于1. 5fs的分量, 同時(shí)完整保留有用分量。采樣后混入的界于0. 5fs~ 1. 5fs之間的分量可以很容易用數(shù)字濾波器來濾掉。這樣輸入模擬濾波器的設(shè)計(jì)將比抗混疊濾波器簡(jiǎn)單的多。

　　3. 2 量化與信噪比

　　模擬信號(hào)的量化帶來了量化誤差, 理想的最大量化誤差為+ /- 0. 5LSB。AD轉(zhuǎn)換器的輸入范圍和位數(shù)代表了最大的絕對(duì)量化誤差。量化誤差也可以在頻域進(jìn)行分析, AD轉(zhuǎn)換的位數(shù)決定了信噪比SNR; 反過來說提高信噪比可以提高AD轉(zhuǎn)換的精度。

　　假設(shè)輸入信號(hào)不斷變化, 量化誤差可以看作能量均勻分布在0~ fs /2上的白噪聲。但是對(duì)于理想的AD轉(zhuǎn)換器和幅度緩慢變化的輸入信號(hào), 量化誤差不能看作是白噪聲。為了利用白噪聲理論, 可以在輸入信號(hào)上疊加一連續(xù)變化的信號(hào), 叫做?? 抖動(dòng)信號(hào) , 它的幅值至少應(yīng)為1LSB。

　　3. 3 疊加白噪聲提高信噪比

　　由于量化噪聲功率平均分配在0~ fs/2, 而量化噪聲能量是不隨采樣頻率變化的, 采用越高的采樣頻率時(shí), 量化噪聲功率密度將越小, 這時(shí)分布在輸入信號(hào)的有用頻譜上的噪聲功率也越小, 即提高了信噪比。只要數(shù)字低通濾波器將大于fs/2的頻率分量濾掉, 采樣精度將會(huì)提高。

　　采用疊加白噪聲進(jìn)行的過采樣在每提高一倍采樣頻率的情況下可以將信噪比提高3 dB 或者說增加半位的分辨率, 對(duì)于精度要求不太高的系統(tǒng)是不錯(cuò)的選擇。這種方式需要通過某種方法產(chǎn)生白噪聲, 有時(shí)AD轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的噪聲已經(jīng)足夠, 也就不用外加噪聲源了。該方式對(duì)于輸入原始波形沒有限制, 尤其適合于過采樣倍數(shù)可以做的較高的系統(tǒng)。

　　4、過采樣解碼原理

　　只讀型125 kH z ID卡編碼規(guī)則: 芯片采用曼徹斯特編碼規(guī)則, RF周期與數(shù)據(jù)位周期的比率是RF /64, 卡片的全部數(shù)據(jù)位為64位, 包含9個(gè)開始位(全為1) 40個(gè)數(shù)據(jù)位( 8 個(gè)廠商碼+ 32個(gè)數(shù)據(jù)位)、14個(gè)行列校驗(yàn)位( 10個(gè)行校驗(yàn)+ 4個(gè)列校驗(yàn))、1個(gè)停止位?？ㄆ谙蜃x卡器傳送數(shù)據(jù)時(shí)先傳送9個(gè)開始位, 然后傳送8個(gè)廠商碼, 然后傳送32個(gè)數(shù)據(jù)位。其中15個(gè)校驗(yàn)和結(jié)束位用以跟蹤包含廠商碼在內(nèi)的40位數(shù)據(jù)。

　　　由圖2可知, 解碼的關(guān)鍵是要正確識(shí)別文件頭和其余的數(shù)據(jù), 即正確的識(shí)別邏輯1和邏輯0, 當(dāng)ID卡由遠(yuǎn)到近接近讀卡器時(shí), ID卡從讀卡器的電磁波輻射場(chǎng)獲得能量, 對(duì)電磁場(chǎng)進(jìn)行負(fù)載調(diào)制, 發(fā)回自己攜帶的信息; 當(dāng)距離比較遠(yuǎn)時(shí), 讀卡器接收回的信號(hào)較弱, 放大之后不能達(dá)到MC?? 可以識(shí)別的數(shù)字信號(hào), 顯示為三角波, 而且幅值較小, 這樣必須通過AD轉(zhuǎn)換才能轉(zhuǎn)換為MCM 可以識(shí)別的數(shù)字信號(hào)。由曼徹斯特的編碼規(guī)則可知從高到低的跳變是0從低到高的跳變是1, 當(dāng)信號(hào)通過低通濾波電路輸入AD轉(zhuǎn)換端時(shí), 信號(hào)為三角波, 三角波的上升沿代表了曼徹斯特編碼的低到高的跳變,即邏輯1, 下降沿代表了曼徹斯特編碼的高到低的跳變, 即邏輯0, 上升沿和下降沿持續(xù)的時(shí)間即代表了邏輯1和邏輯0持續(xù)的時(shí)間, 有了這幾個(gè)參數(shù)后MCM 就可正確的識(shí)別ID卡的信息, 進(jìn)行曼徹斯特編碼的解碼了。

　　5、實(shí)例應(yīng)用

　　識(shí)別卡采用曼徹斯特編碼方式, RF周期與數(shù)據(jù)位周期的比率是RF /64, 即512 s就會(huì)有一個(gè)上跳沿或是下跳沿,從接收到的波形上看高電平或是低電平的最長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間為512 s(理想值), 最短持續(xù)時(shí)間為256 s(理想值)。因此通過判斷高低電平的時(shí)間, 即可還原出時(shí)鐘信號(hào)和數(shù)據(jù)。

　　在實(shí)際的應(yīng)用中, 采用了AD 采樣速度較高, 轉(zhuǎn)換精度較高, 運(yùn)算速度較高的ARM 作為主處理器, 型號(hào)為STM32F103X, 此款芯片的AD 轉(zhuǎn)換速度可到1M, 精度達(dá)到12位, 運(yùn)算速度最高達(dá)到72MH z, 通過1M 速度的AD轉(zhuǎn)換,當(dāng)前值和原來的值相比較即可判斷是上升沿高電平還是下降沿低電平, 通過對(duì)轉(zhuǎn)換次數(shù)的計(jì)數(shù)可以得到高電平或低電平持續(xù)的時(shí)間, 對(duì)這些數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字濾波, 抗干擾處理, 得到了曼徹斯特編碼的的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù), 對(duì)這些數(shù)據(jù)進(jìn)行處理即可正確識(shí)別還原曼徹斯特編碼波形, 然后根據(jù)曼徹斯特的編碼規(guī)則和ID卡的編碼規(guī)則即可還原ID卡所包含的信息。在理想狀態(tài)下, 電平的最短持續(xù)時(shí)間為256 s, 最長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間為512 s, 但由于射頻場(chǎng)信號(hào)的強(qiáng)弱和外界的影響, 最短持續(xù)時(shí)間和最長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間不是一個(gè)穩(wěn)定的值, 因此在實(shí)際應(yīng)用中, 應(yīng)是一個(gè)取值范圍。例如: 最短持續(xù)時(shí)間為170 s ~360 s, 最長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間為400 s~ 600 s(這些取值范圍并不是固定的, 也沒有太嚴(yán)格的要求。在實(shí)際應(yīng)用中, 最好對(duì)所使用的ID卡進(jìn)行測(cè)量一下, 然后參考測(cè)量的結(jié)果來選取。

　　具體的解碼過程好多文章都有介紹, 本文就不在重復(fù)敘述。

　　圖3為AD轉(zhuǎn)換的程序流程圖。

　　6、總結(jié)

　　通過過采樣技術(shù)和自動(dòng)調(diào)諧技術(shù)的應(yīng)用, 本文所設(shè)計(jì)的讀卡器成功的將讀取距離擴(kuò)展到1 000 mm 以上, 讀卡穩(wěn)定,探頭間不相互影響, 在實(shí)際中得到了廣泛的應(yīng)用, 得到了客戶的好*。