由于轉(zhuǎn)換器技術(shù)的改進，準(zhǔn)確高速解析極高中頻信號的要求也隨之提高。這帶來了兩大難題：一個是轉(zhuǎn)換器設(shè)計本身，另一個是將信號耦合到轉(zhuǎn)換器的前端設(shè)計。即使轉(zhuǎn)換器本身設(shè)計出色，前端設(shè)計也必須能夠確保信號質(zhì)量。

高頻高速轉(zhuǎn)換器設(shè)計在眾多應(yīng)用都有涉及，無線基礎(chǔ)設(shè)施和儀器儀表更是推動了轉(zhuǎn)換器的跨領(lǐng)域發(fā)展。這些應(yīng)用需要12至16位分辨率的100MSps+高速轉(zhuǎn)換器。（“寬頻帶”表示大于100MHz的信號帶寬，頻率范圍為1GHz以上）。

前端設(shè)計背景知識

“前端”指網(wǎng)絡(luò)或耦合電路（圖1），它把信號鏈（通常是放大器、增益模塊或調(diào)諧器）的最后一級與轉(zhuǎn)換器的模擬輸入相連。假設(shè)前面的信號鏈電路都有適當(dāng)?shù)膸?，支持頻率解析。

圖1. 在這里，前端是信號鏈的上一級與ADC輸入之間的耦合電路。

除了提供充足的帶寬，它還需要高線性度、良好的平衡和適當(dāng)?shù)牟季帧?/p>

最后一級，或稱前端電路，也需要有適當(dāng)?shù)膸?，但不限于此。前端電路必須有高線性度，平衡性良好，并妥善地布設(shè)于印刷電路板（PCB），以保持信號正常。否則轉(zhuǎn)換器會拾取前端電路產(chǎn)生的非線性信號，在目標(biāo)頻率中表現(xiàn)為失真和噪聲。因此，前端網(wǎng)絡(luò)必須精心設(shè)計，才能滿足任意高速、高分辨率轉(zhuǎn)換器的要求。

前端電路通常分為有源和無源兩類。有源前端電路使用放大器或“增益模塊”將信號驅(qū)動到轉(zhuǎn)換器的模擬輸入。只要選擇合適的放大器，前端電路一般比較容易設(shè)計。但是，設(shè)計要求極高頻率時，放大器往往性能有限，其非線性度最多達到200MHz。事實上，一些寬頻帶放大器的可用帶寬大于200MHz，但通常功耗較高。

變壓器：技術(shù)規(guī)格、拓撲結(jié)構(gòu)和類型

變壓器可采用通量耦合變壓器拓撲結(jié)構(gòu)，它本身就是交流耦合，因為變壓器隔離電流，不會傳送直流電平。它能夠快速輕松地從單端電路轉(zhuǎn)換至差分電路，成為轉(zhuǎn)換器的通用模擬輸入接口。中心抽頭變壓器允許自由設(shè)置共模電平。這些優(yōu)勢組合可減少前端設(shè)計所需元件數(shù)量，對最大程度地降低復(fù)雜性至關(guān)重要。

使用中心抽頭變壓器時應(yīng)格外謹慎。如果轉(zhuǎn)換器電路的差分模擬輸入之間存在很大的不平衡性，大量的電流可能流經(jīng)變壓器的中心抽頭，可能會使核心電路產(chǎn)生飽和。例如，如果采用VCM/CML引腳來驅(qū)動變壓器的中心抽頭，可能會導(dǎo)致不穩(wěn)定，滿量程模擬信號過驅(qū)轉(zhuǎn)換器輸入，從而開啟防護二極管。

變壓器還提供基本無噪聲增益，這取決于設(shè)計師選擇的匝數(shù)比。理想狀態(tài)下，信號增益等于變壓器的匝數(shù)比。雖然電壓增益本身無噪聲，不過使用具有電壓增益的變壓器的確能獲取信號噪聲以及權(quán)衡帶寬。

變壓器可以簡單地看作是具有標(biāo)稱增益的寬頻帶通帶濾波器。變壓器增益越大，帶寬越小。如今，很難找到GHz頻帶范圍內(nèi)具有低插入損耗性能、阻抗比為1:4的變壓器。

雖然變壓器外觀簡單，但也不能低估。下面是與理想變壓器（圖2a）兩端的電流和電壓相關(guān)的幾個簡單公式。變壓器升壓時，其阻抗負載會反射回輸入端。

匝數(shù)比 a = N1/N2表示原邊電壓與副邊電壓的比率。副邊電流與原邊電流的關(guān)系則相反（a = I2/I1），從副邊反射回到原邊的阻抗比等于匝數(shù)比的平方（Z1/Z2 = a2）。變壓器的信號增益可簡單地表示為20 log (V2/V1) = 20 log/(Z2/Z1)，所以電壓增益為3dB的變壓器，其阻抗比為1:2。

一些偏離理想狀態(tài)的固有和寄生特性會影響變壓器（圖2b）。每一特性對變壓器的頻率響應(yīng)和線性度具有一定的影響。依據(jù)前端方案情況，這些特性偏離可能有助于提高性能，也可能會阻礙性能。圖2b不失為一個不錯的方法，通過變壓器建?？傻玫綆掜憫?yīng)、插入損耗和回波損耗的一階預(yù)期值。

圖2. 理想變壓器及其關(guān)系式(a)非常直觀。但在建立實際變壓器的頻率響應(yīng)和線性度(b)時，自身及寄生特性會偏離理想狀態(tài)。

變壓器的線性模型更難構(gòu)思和開發(fā)。了解鐵氧體的線性度很重要，開發(fā)此類模型時，仍然會出現(xiàn)一些未知情況。一些制造商可能會通過網(wǎng)站或技術(shù)支持團隊提供建模信息。如果使用硬件執(zhí)行模型分析，設(shè)計人員還需要網(wǎng)絡(luò)分析儀和少量樣本，才能妥善完成所有測量。然而，這些方法除了能得到相位不平衡和幅度不平衡數(shù)據(jù)，都沒有考慮到線性度的各個方面，而線性通常會引起偶次諧波失真。

實際上所有變壓器都會有損耗，而且?guī)捠芟拗?。鑒于以上的寄生效應(yīng)配置，變壓器可視為寬頻帶帶通濾波器，其帶寬以–3dB帶寬定義。大多數(shù)制造商以1dB、2dB 和3dB帶寬規(guī)定變壓器的頻率響應(yīng)。幅度響應(yīng)伴隨著相位特性。通常一款優(yōu)秀變壓器在其頻率帶寬內(nèi)的相位不平衡為1％到2％。

變壓器的插入損耗，或指定頻率范圍內(nèi)的損耗，是變壓器數(shù)據(jù)手冊中最常見的測量規(guī)格。從原邊端接中可見，回波損耗是指變壓器二次端接的有源阻抗不匹配。舉例來說，如果副邊匝數(shù)與原邊匝數(shù)之比的平方為1:2，當(dāng)副邊端接阻抗為200Ω時，應(yīng)該有50Ω的阻抗將會反射到原邊端接。然而，這種關(guān)系并不準(zhǔn)確。

例如，原邊的反射阻抗隨頻率發(fā)生變化。首先，找出前端設(shè)計的中心頻率回波損耗。此例中頻率為110MHz。若假設(shè)為理想變壓器，Zo值并非50Ω。從公式3可看出，Zo值要低些:

回波損耗(RL) =–18.9 dB @ 110 MHz = –20*log((50–Zo)/(50 + Zo)) (1)

10^(18.9/20) = ((50 – Zo)/(50 + Zo)) (2)

Zo = 39.8 Ω (3)

該例中，公式3中為原邊端接阻抗Zo，副邊理想阻抗為200Ω。同樣，原邊理想阻抗（50Ω），求解實際副邊阻抗：

Z(原邊反射阻抗)/Z(副邊理想阻抗) = Z(原邊理想阻抗)/ Z(副邊反射阻抗) (4)

39.8/200 = 50/X (5)

求解X：

X = 251 Ω (6)

變壓器的匝數(shù)比為1:2時，副邊端接阻抗應(yīng)為251Ω。因此，使用更高端接考慮了變壓器內(nèi)的核心損耗，不僅得到更好的匹配，而且改進變壓器原邊端接的輸入驅(qū)動能力。

輸入驅(qū)動能力提高后，只需較少的電力就可達到轉(zhuǎn)換器的滿量程輸入。一般來說，隨著阻抗比率的上升，回波損耗的變異也隨之提高。采用任何變壓器匹配前一級的前端設(shè)計時，都應(yīng)當(dāng)考慮這一點。

就變壓器或巴倫而言，幅度和相位不平衡是兩個最關(guān)鍵的性能特征。當(dāng)電路設(shè)計要求高中頻（100MHz以上）時，設(shè)計人員可根據(jù)此兩項技術(shù)規(guī)格，考慮合適的線性度。隨著頻率的增加，變壓器的非線性也同時增長，通常由相位不平衡控制，轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)換器的偶次失真（主要是二次諧波失真）。但不要馬上把原因歸咎于轉(zhuǎn)換器。如果預(yù)期雜散特性差得遠，應(yīng)先查看前端設(shè)計或變壓器。

圖3. 根據(jù)這個簡單的ADC模型進行數(shù)學(xué)分析，有助于解釋變壓器非線性度隨不平衡上升的原因。

不平衡（如圖3）因素很關(guān)鍵。須考慮變壓器輸入x(t)。輸入x(t)轉(zhuǎn)換成一對信號x1(t)和x2(t)。如果x(t)為正弦曲線，差分輸出信號x1(t)和x2(t)如下：

模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）建模為一個對稱三階傳遞函數(shù)：

則

理想情況：完全平衡

當(dāng)x1(t) 和x2(t) 完全平衡時，該兩組信號為同一幅度（k1 = k2= k），恰好是180°錯相(Φ = 0°)。因為：

運用三角恒等式，收集頻率等信息，如：

出現(xiàn)差分電路的常見結(jié)果。理想信號的偶次諧波抵消，而奇次諧波沒有抵消。

幅度不平衡

現(xiàn)在假設(shè)兩個輸入信號的幅度不平衡，但沒有相位不平衡。此例中，K1≠K2，Φ= 0：

把公式7代入公式3，并再次運用公式14的三角恒等式。我們看到公式8中，此時二次諧波與幅度K1和K2的平方之差成正比，即：

相位不平衡

假設(shè)現(xiàn)在兩個輸入信號之間相位不平衡，沒有幅度不平衡。則k1 = k2，Φ≠0 :

把公式10代入公式3，簡化得到公式17。從公式17我們看到，二次諧波幅值與幅度K的平方成正比:

比較公式15和公式18可看出，二次諧波幅值受相位不平衡的影響比受幅度不平衡的影響更嚴重。相位不平衡狀態(tài)下，二次諧波與k1的平方成正比。幅度不平衡狀態(tài)下，二次諧波與K1和K2的平方之差成正比。由于K1和K2值大約相等，此差值較小。

高階匝數(shù)比或阻抗比變壓器的耐不平衡性較差。如果無法找到“合適的”變壓器，應(yīng)用的線性也有問題的話，請嘗試使用多個級聯(lián)變壓器或巴倫。增加一個變壓器后，二次諧波失真通常會減少，因為第二個變壓器會發(fā)揮作用，重新平衡之前第一個變壓器從單端轉(zhuǎn)換為差分的信號。

某些情況下，可用兩三個變壓器，協(xié)助在高頻率下更充分地將單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號（圖4）。該方法的缺點是電路板空間增加、成本提高、插入損耗（即高投入驅(qū)動能力）增大。新款高頻變壓器現(xiàn)已上市。安倫公司（Anaren）的專利設(shè)計采用無核心拓撲結(jié)構(gòu)，允許只采用單一設(shè)備的千兆區(qū)域帶寬擴展。

圖4. 對于單端轉(zhuǎn)差分應(yīng)用，可在各種配置中采用多個變壓器。

并非所有的變壓器制造商會使用同樣的方法，即使數(shù)據(jù)手冊規(guī)格明顯類似，相同情況下變壓器的運行情況可能也會不同。為前端設(shè)計選擇變壓器的最佳途徑是收集并了解考慮范圍內(nèi)變壓器的所有規(guī)格，并索取制造商數(shù)據(jù)手冊中沒有說明的其它主要數(shù)據(jù)項?；蛘?，也可使用網(wǎng)絡(luò)分析儀來衡量變壓器的性能。

寬頻帶的考慮因素

了解變壓器及其技術(shù)規(guī)格，對弄清前端電路究竟如何運行很有幫助。本質(zhì)上講，設(shè)計寬頻帶網(wǎng)絡(luò)時，其他三個指標(biāo)也需要加以考慮：帶寬、匹配情況和PCB（印刷電路板）布局本身。每個指標(biāo)都很重要，對實現(xiàn)前端電路所需的最佳性能都有舉足輕重的作用。

雖然變壓器有規(guī)定的帶寬，但是前端電路設(shè)計可以限制實際提供帶寬，因為PCB固有的和ADC內(nèi)部寄生效應(yīng)往往會使變壓器提早滾降。即使選擇了適當(dāng)?shù)淖儔浩鲙?，有些設(shè)計可能也需要比實際測量值更高的帶寬。從轉(zhuǎn)換器的角度來看，仍有大量的帶寬。但是，從前端電路設(shè)計來看，根據(jù)所用的拓撲結(jié)構(gòu)，帶寬可能有限或需要擴展。

一種擴展變壓器帶寬的方法是：各路轉(zhuǎn)換器模擬輸入（圖5）配置低Q值電感器或高頻鐵氧體磁珠(LS)。通帶平坦度可以改變，但需要運用這項技術(shù)重新*估。 圖5b 顯示不同值電感器與帶寬的結(jié)果。基線結(jié)果中，不存在L S。

圖5. 與轉(zhuǎn)換器的模擬端串聯(lián)的低Q電感或高頻鐵氧體磁珠可擴展帶寬(a)。不過，這也會影響通帶紋波(b)。“基線”測量時無電感。

前端電路的匹配（圖6）也可能具有不同的含義，取決于設(shè)計人員。根據(jù)定義，匹配只是表示前端網(wǎng)絡(luò)已確定某一等值源阻抗和負載阻抗（通常為50Ω）。 信號源和負載之間產(chǎn)生最大的信號功率傳輸，以最大限度減少各種反射。

圖6. 匹配不僅是定義源阻抗，而且要實現(xiàn)源阻抗和負載阻抗匹配。為了實現(xiàn)最大信號功率傳輸，需針對目標(biāo)頻帶進行優(yōu)化(b)。

通常采取復(fù)雜的共軛匹配方式，因為轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部輸入阻抗復(fù)雜，前端網(wǎng)絡(luò)設(shè)計中的變壓器也不理想。信號源確定為前端網(wǎng)絡(luò)的前一級。負載包括前端網(wǎng)絡(luò)。這包括變壓器、變壓器副邊端接和轉(zhuǎn)換器模擬輸入之間的端接或濾波，以及轉(zhuǎn)換器的復(fù)雜輸入阻抗。

匹配也涉及到帶寬。隨著帶寬在前端電路滾降，出現(xiàn)等值源阻抗和負載阻抗開始分離的良好跡象。預(yù)期帶寬內(nèi)實現(xiàn)前端電路匹配，需要考慮多種規(guī)格才能確保性能不變，不僅涉及動態(tài)性能，即信噪比（SNR），而且還有無雜散動態(tài)范圍（SFDR）。這在高頻時特別重要，如前所述，前端電路往往會快速滾降。

特殊的前端電路設(shè)計為具有10至70MHz的通帶區(qū)，使用阻抗比為1:9的變壓器，并配置250MHz的帶寬。通過各種折衷手段，可以運用不同的方法來實現(xiàn)設(shè)計的邊界條件。常常只有一個設(shè)計可行或成為最佳選擇。該例中選中REVL，因為REVL對于設(shè)計要求的各種規(guī)格“匹配性”最佳。該設(shè)計也滿足超過85dB的動態(tài)雜散性能。同時具有整個目標(biāo)頻帶內(nèi)最好的輸入阻抗匹配，允許92％的信號功率轉(zhuǎn)移到這個網(wǎng)絡(luò)，并保持低于1dB的通帶平坦度。

“匹配”有時可能并不嚴格。但是，匹配后，前端網(wǎng)絡(luò)確定的一些性能參數(shù)在目標(biāo)頻帶內(nèi)確實得到了優(yōu)化。

布局也是變量，可能會破壞任何前端設(shè)計，特別是高頻段的前端設(shè)計。不當(dāng)布局會弄亂前端設(shè)計，造成意想不到的后果。定義前端設(shè)計時，不要一下子放棄所有辛苦得到的設(shè)計成果?；c時間保持良好對稱的布局。

如上例所述，使用多個級聯(lián)變壓器（圖7）可以抑制偶次諧波失真。這兩個布局圖描繪出ADC前端使用兩個變壓器布局之間的微小差異。但是，布局（b）在寬頻率帶運行得更好。布局更對稱，使返回電流或接地基準(zhǔn)趨于正常。

圖7. 相同的級聯(lián)變壓器(a) 會產(chǎn)生不同的結(jié)果，具體取決于PCB (b和 c)走線的對稱情況。

快速傅立葉變換（FFT）性能曲線圖（圖8）驗證了16位125MSps雙通道ADC-- AD9268的測量值。使用對稱布局，得到圖8a 。在-1dBFS下施加140MHz中頻信號，可產(chǎn)生85dB二次諧波。圖8b 顯示同樣條件下非對稱布局的性能。二次諧波的測量值為79.5dB，性能損失大于5dB！

圖8. 圖7 (b)中上部變壓器的輸出布局更對稱，產(chǎn)生的頻譜如左圖所示。

請注意，與右圖的非對稱設(shè)計相比，左圖的二次諧波降低5 dB。

鐵氧體與非鐵氧體

傳統(tǒng)上，線繞變壓器或鐵氧體變壓器一直是轉(zhuǎn)換器前端電路設(shè)計的解決方案，可以將信號鏈的最后一級單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號，典型阻抗轉(zhuǎn)換比為1:2、1:1和1:4。頻率低于200MHz時，線繞拓撲結(jié)構(gòu)提供良好的性能，表現(xiàn)出良好的均衡相位和幅度性能，以及較少的插入損耗和回波損耗。

但是，線繞巴倫也有一些缺點，最嚴重的問題是較高頻率下性能降低。線繞巴倫基本上由集總元件組成，低頻率時運行良好，但在較高的頻率下，隨著寄生效應(yīng)的影響越來越明顯，鐵氧體損耗逐漸增加，線繞巴倫的性能隨之降低。

根據(jù)定義，因為工作波長可比得上組件的物理尺寸，所以不適合使用集總元件。然而，安倫公司提供的一系列巴倫，采用非鐵氧體耦合、微波帶狀線結(jié)構(gòu)，本身適合在更高的頻率，即200MHz以上使用。

這些巴倫采用耦合帶狀線設(shè)計，使用軟質(zhì)纖維板（聚四氟乙烯/聚四氟乙烯）材料作為電介質(zhì)。此類電介質(zhì)通常損耗低，在較高頻率下，其插入損耗能維持在最小值。此外，這種技術(shù)允許大量的電路集中封裝，盡可能縮減封裝尺寸，采用典型鐵氧體拓撲結(jié)構(gòu)可節(jié)約高達80％的空間。

不同于線繞巴倫，安倫公司的巴倫結(jié)構(gòu)（圖9）沒有采用鐵氧體材料。非鐵氧體變壓器技術(shù)的另一個優(yōu)勢是對更寬帶寬的差分阻抗變化不敏感，轉(zhuǎn)換器在采樣電路和保持電路間變動，使用輸入阻抗有變化的無緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器時這種現(xiàn)象時有發(fā)生。巴倫或變壓器部分對轉(zhuǎn)換器阻抗的敏感度可能表現(xiàn)為其性能退化。

圖9. 可以看出，采用相同的 125-Msps 轉(zhuǎn)換器AD9640，分別配以常見的鐵氧體巴倫和安倫公司帶狀線巴倫，通帶平坦度有明顯差異。

設(shè)計ADC前端的寬帶網(wǎng)絡(luò)時，需要選擇變壓器類型，收集所需的規(guī)格資料，以便選擇最佳應(yīng)用方案。選擇變壓器時要特別注意其不平衡性能。如以上拓撲圖所示，網(wǎng)絡(luò)設(shè)計可能需要兩三個變壓器。

如果需要額外的帶寬，可在變壓器副邊電路上使用一系列低Q電感或高頻鐵氧體磁珠。但記得要重新*估通帶平坦度，以確保處于控制中。整個通帶實現(xiàn)匹配可能不易做到。匹配實際上應(yīng)該包括優(yōu)化設(shè)計確定的所有規(guī)格，以獲得轉(zhuǎn)移到前端網(wǎng)絡(luò)的最大功率。

在布局方面，不要忽視前端的對稱性，或性能可能有所降低。最后還要注意，如今，其它可用的解決方案能夠解決一些最寬帶寬的應(yīng)用難題，改進通帶平坦度和在更高頻率下的動態(tài)性能，同時還可節(jié)省PCB空間。