軟開關的實質是什么？所謂軟開關，就是利用電感電流不能突變這個特性，用電感來限制開關管開通過程的電流上升速率，實現(xiàn)零電流開通。利用電容電壓不能突變的特性，用電容來限制開關管關斷過程的電壓上升速率，實現(xiàn)零電壓關斷。并且利用LC諧振回路的電流與電壓存在相位差的特性，用電感電流給MOS結電容放電，從而實現(xiàn)零電壓開通。或是在管子關斷之前，電流就已經過零，從而實現(xiàn)零電流關斷。

 軟開關的拓撲結構非常多，每種基本的拓撲結構上都可以演變出多種的軟開關拓撲。我們在這里，僅對比較常用的，適用于APFC電路的BOOST結構的軟開關作一個簡單介紹并作仿真。我們先看看基本的BOOST電路存在的問題，下圖是最典型的BOOST電路：

 假設電感電流處于連續(xù)模式，驅動信號占空比為D。那么根據(jù)穩(wěn)態(tài)時，磁芯的正向勵磁伏秒積和反向勵磁伏秒積相同這個關系，可以得到下式：VIN×D=(VOUT-VIN)(1-D)，那么可以知道：VOUT=VIN/(1-D)

那么對于BOOST電路來說，最大的特點就是輸出電壓比輸入電壓高，這也就是這個拓撲叫做BOOST電路的原因。另外，BOOST電路也有另外一個名稱：up converter，此乃題外話，暫且按下不表。

對于傳統(tǒng)的BOOST電路，這個電路存在的問題在哪里呢？我們知道，電力電子的功率器件，并不是理想的器件。在基本的BOOST電路中：

1、當MOS管開通時，由于MOS管存在結電容，那么開通的時候，結電容COSS儲存的能量幾乎完全以熱的方式消耗在MOS的導通過程。其損耗功率為COSSV2fS/2，fS是開關頻率。V為結電容上的電壓，在此處V=VOUT。（注意：結電容與靜電容有些不一樣，是和MOS上承受的電壓相關的。）

2、當MOS管開通時，升壓二極管在由正向導通向反偏截止的過程中，存在一個反向恢復過程，在這個過程中，會有很大的電流尖峰流過二極管與MOS管，從而導致功率損耗。

3、當MOS關斷時，雖然有結電容作為緩沖，但因為結電容太小，關斷的過程電壓與電流有較多的重疊，也產生一定的關斷損耗。

下面我們來仿真一下最基本的BOOST電路。因為BOOST電路的輸入端是個大電感，在穩(wěn)態(tài)工作時，電流基本不變，所以，在穩(wěn)態(tài)時可以用電流源來代替。而輸出因為是大的濾波電容，穩(wěn)態(tài)時，電容電壓基本不變，故而在穩(wěn)態(tài)時可以用電壓源來代替輸出電容。所以，我們可以在saber的環(huán)境下，得到這個電路：

 我們進行瞬態(tài)分析，得到下圖結果：

 從圖上可以看到：

1，MOS管在開通時，可以看到miller效應在驅動信號上造成的平臺。

2，當MOS管開通時，在MOS的漏極和二極管上產生很大的尖峰電流。

從仿真結果來看，的確存在我們前面分析的容性開通、反向恢復等問題。

那么軟開關就能解決這個問題嗎？

下面我們先推出今天的第一個軟開關的例子：此電路是我以前分析一華為通信電源模塊時所見。

 在這個電路中，我們主要增加了一個50uH電感、一個1000pF電容、一個輔助開關管HGTG30N60B3、一個鉗位二極管MUR460等功率器件。

進行瞬態(tài)分析，我們得到如下結果：

 在此圖中，ga為輔助開關管驅動信號，g為主開關管驅動信號。ia為輔助開關管集電極電流信號，id為主開關管漏極電流信號。vdsa為輔助開關管VCE信號，vds為主開關關VDS信號。現(xiàn)在把工作原理分析如下：

t1時刻，輔管開始導通，由于輔管是雙極性器件，所以容性開通的情況并不嚴重。ia波形從零開始緩慢上升，說明輔管是零電流開通。隨著ia電流增加，當ia=iout的時候，輸入電感電流完全流入輔助開關管，諧振電感電流開始過零反向流動，主開關管IXFH32N50的結電容開始通過諧振電感諧振放電。

t2時刻，主開關管的vds電壓已經諧振到零，隨后，主管的體二極管開始導通，把諧振電容鉗位在0V，這時候，如果開通主管，則為零電壓開通。

t3時刻，主開關管開通，從g的波形上可以看出來，主管開通驅動波形上不在有miller效應造成的平臺，這也說明主管是零電壓開通。

t4時刻，主管開通后，輔管就可以關斷了。從波形上看，輔管的vce與集電極電流ia之間存在比較大的重疊區(qū)域。說明輔管的關斷并不是軟關斷。輔管關斷后，由于MUR460的鉗位作用，輔管電壓不可能超過輸出電壓vout。那么因為主管此時已經開通，而輔管的VCE為400V，那么諧振電感在400V電壓作用下，電流快速上升。

t5時刻，主管的id達到了輸入電流IIN，電路進入通常的PWM狀態(tài)。直到t6。

t6時刻，主開關管關斷，電感電流通過二極管向負載輸出。主管因為并聯(lián)了較大的snubber電容(1000pF)，所以，關斷時，vds以一個斜率上升，有較好的零電壓關斷特性。

此電路的優(yōu)點是：主管實現(xiàn)了零電壓的開通與關斷。升壓二極管實現(xiàn)了“軟”的關斷。輔管實現(xiàn)了零電流開通。

缺點是：輔管的關斷特性不好，有較大損耗。另外，鉗位二極管，在主管關斷后，也流過一定的電流，會讓輔管開通的零電流效果變差，甚至產生電流尖峰，這一點也可以從仿真波形上看出來。

第二個例子，就是最常見的ZVT零轉換電路，先看一下原理圖：

 在這個原理圖中，相對于基本的BOOST電路，諧振回路是并聯(lián)在主回路上的。主開關管Q1，依然采用MOS，IXFH32N50，輔助開關管Q2采用IGBT，HGTG30N60b3，諧振電感L1，20uH，諧振電容C2，2nF，兩個箝位二極管采用MUR460，主二極管采用MUR1560。設定好參數(shù)后，我們進行瞬態(tài)分析，得到波形如下圖：

 在此圖中，g為主管驅動，vds為主管VDS波形，i(d)為主管漏極電流，ga為輔管驅動，i(a)為輔管集電極電流，vdsa為輔管VDS波形，i(l.i1)是諧振電感電流，i(p)主二極管電流。

工作原理分析如下：

t0時刻之前，主二極管導通，向負載供電。

t0時刻，輔管開通，由于電感L1的存在，輔管電流線性上升，主二極管電流線性下降。所以輔管是零電流開通，注意看輔管驅動波形上開通過程的miller效應是存在的。而主二極管的關斷過程是相當?shù)?ldquo;軟”，反向恢復電流很小。在主二極管電流完全轉移到電感L1中以后，主管的VDS電壓開始諧振下降。

t1時刻，主管VDS電壓降到零，然后主管的體二極管導通，將VDS箝位在零。此時開通主管的話，就屬于零電壓開通。

t2時刻，主管開通，從波形上可以看出，主管完全是零電壓零電流的狀態(tài)開通的。從柵極信號可以看出，沒有開通過程的miller效應。主管開通后，輔管就可以關斷了。

t3時刻，輔管關斷。從波形上可以看到，關斷過程中，輔管的VDS電壓在C2的緩沖下緩慢上升，電壓和電流重疊部分較小。因為仿真模型我沒有找到更快速的IGBT，現(xiàn)實中，我們可以選擇更高速的IGBT,那么，可以實現(xiàn)輔管的零電壓關斷。諧振電感L1中的能量向C2中轉移。當C2電壓達到輸出電壓時，箝位二極管會導通，保證輔管的VDS電壓不會超過輸出電壓。

t4時刻，當諧振電感L1能量完全轉移到C2中以后，箝位二極管MUR460_2關斷反偏。

t5時刻，主管關斷。輸入電流通過C2、MUR460_2、MUR460_1輸出向負載。在C2的緩沖下，主管 的VDS電壓則線性上升，呈現(xiàn)良好的零電壓關斷狀態(tài)。

t6時刻，C2能量完全釋放完畢，C2兩端電壓差為零。主二極管MUR1560導通，輸入電流通過主二極管向負載輸送能量。這樣電路的一次工作過程就完成了。

這個例子，其實是第一個例子的改進版本。在原有的基礎上，克服了原先的缺點，使輔管的關斷特性也變好了，進一步降低了損耗。

第三個例子，此電路常見于DELTA的通信電源模塊。從幾百瓦到幾千瓦的，好多型號都用了這個電路。是DELTA有專利保護的一個電路。見圖：

 在這個電路中，幾乎不好說哪個管子是主管，哪個是輔管了。如果真的要定一個的話，我們就認為Q1，這個IGBT 為主管吧。此電路的驅動信號和前面的兩個例子不同，是兩路同樣寬度，但相位不同的驅動信號。主管在前開通，輔管在后開通。仿真結果如下：

 這個電路分析起來比較復雜。t0時刻之前，輸入電流通過D1向負載供電。

t0時刻，Q1開始導通，從圖上可以看出，Q1的集電極電流是按照一定的斜率從零開始上升的。故而認為Q1是零電流開通。Q1開通后，L1、C1，C2構成一個諧振回路，因為C1<

t1時刻，C1放電到零，這時候如果開啟Q2，那么Q2就是零電壓開通了。C1放電到零以后，因為MOS的體二極管的箝位，C1維持在零電平。而這時，因為Q1有導通壓降，Q2的體二極管也有導通壓降。所以L1的電流環(huán)路變成了L1，D2，C2，L1電流在C2電壓作用下降。

t2時刻，Q2導通，從波形上可以看出，是零電壓導通。L1電流繼續(xù)在C2電壓作用下降低。

t3時刻，Q1關斷，因為有D2的存在，Q1上的電流被轉移到了Q2中，所以，Q1是零電流關斷。

t3～t4時刻，L1電流過零，并在C2電壓作用下開始反向增加。

t4時刻，Q2關斷，以為C1的作用，Q2是零電壓關斷。Q2關斷后，L1，C1, C2再次諧振，C1電壓上升。L1電流下降, L1低于輸入電流時，D2導通，給C1充電。

t5時刻，C1上升到VOUT+|VC2|時，D1導通，開始向負載供電。同時，因為D2導通，L1電流在C2電壓作用下開始上升。

t6時刻，L1電流上升到輸入電流，D2截止，L1電流保持與輸入電流相同，向負載供電。

此電路的優(yōu)點是：不論是主管還是輔管，都能實現(xiàn)很好的軟開關特性。從實際經驗來看，該電路的確可以做到很高的效率。不得不佩服DELTA的研發(fā)人員??！

第四個例子，無源無損軟開關。前面講過的例子，都是采用了至少兩個開關管的電路結構。其優(yōu)點，就是軟開關效果好。但是對于控制電路要求就復雜了一些，需要對驅動波形進行處理。是不是有什么方法，能稍微對性能要求降低一點，但電路相對更容易做呢？下面給大家介紹，基于LCD無損吸收網絡的軟開關電路。具體先看原理圖：

 只需要一個開關管，控制也簡單了。但是到底是否能起到軟開關的效果呢？看看仿真結果吧：

 t0時刻之前，輸入電流通過L1, D1向負載供電。

t0時刻，Q1導通，由于L1的作用，Q1的集電極電流按照一個斜率從零開始上升，故而可以認為Q1是零電流開啟。D1反向恢復電流很小。從驅動波形上看，存在miller效應。這也是此處不選用MOSFET的原因。因為用MOSFET的話，是容性開通，損耗比較大。Q1開通后，C1，C2，L1開始諧振，因為C2>>C1，所以諧振頻率由L1，C1決定。
t1時刻，經過四分之一周期的諧振，C1能量完全轉移到了C2中, C1電壓降為零，D2導通，開始了L1C2的諧振。L1電流在C2電壓作用下諧振下降。

t2時刻，L1電流諧振到零，D2, D3截止，L1電流保持為零，C2電壓維持在峰值保持不變。
t3時刻，Q1關斷，因為C1的緩沖效應，Vce電壓從零以一定的斜率上升，我們認為Q1是零電壓關斷。仿真的波形圖上，因為IGBT的電流拖尾，我們看到關斷損耗不是很小。幸運的是，現(xiàn)在已經出現(xiàn)了高速的IGBT，用在這個場合還是很合適的。

t4時刻，C2充電到輸出電壓，D3，D4導通，L1電流在C2電壓的作用下，開始上升。輸入電流開始從D2，D3，D4支路開始向L1，C2,D4支路轉移。

t5時刻，L1電流等于輸入電流，D2，D3截止。電流經L1，C2, D4向負載供電。

t6時刻，C2電壓降為零，D1開通，D4截止。電流經過L1, D1向負載供電。一次開關動作完成。

無源無損軟開關的優(yōu)點是：

1，只需要一個開關管，控制方便。
2，因為吸收網絡是無源器件，不會受到干擾，工作可靠。

缺點是：

1，開關管的開通是容性開通，所以最好用雙極型開關管。

2，因為有一個過程是電流流經D2,D3,D4，壓降比較大，有一定的損耗。

3，效率比前面例子中的軟開管略低一點。

其實，不管是哪種仿真軟件，算法從實質上來說，也都是差不多的。最終都是要按照電路的基本原理來計算。

仿真的準確與否，關鍵是看模型的準確度，以及，為了仿真所作的簡化合理性。

從我個人的感覺來說，pspice和saber仿真的可信度都是非常高的。

我目前做的一款很特別的電源，就是在仿真軟件的協(xié)助下成功開發(fā)出來的。