0 引言

    在電動車的應用場合中，采用高低壓直流轉換器（DC/DC）代替?zhèn)鹘y(tǒng)汽車中原有的低壓發(fā)電機模塊：通過車載DC/DC將整車的高壓動力電源降壓為低壓12 V DC(或24 V DC)電源。而移相全橋零電壓開關（ZVS）拓撲在大中功率開關電源應用場合下，能夠利用自身漏感或外接串聯(lián)諧振電感與功率開關管寄生電容進行諧振的特點實現(xiàn)功率管的軟開關，有著控制簡單、不需外加輔助電路等優(yōu)點，是電動車載DC/DC的合適拓撲選擇；但采用全波整流結構的副邊整流二極管常在硬開關狀態(tài)下工作，在全波整流電路換流時，整流二極管PN結內存儲的電荷在二倍工作反壓下被全部掃出^[1]，存在反向恢復過程；進而在外接串聯(lián)諧振電感和變壓器漏感上流過反向恢復電流，等效向應關閉二極管寄生電容充電，導致在整流二極管兩端出現(xiàn)大幅振蕩，產生至少兩倍工作電壓的電壓尖峰^[2]，惡化了工作過程中二極管的電壓應力，影響了電路效率與可靠性。

    在參考文獻[2]中采用原邊鉗位二極管能有效抑制串聯(lián)諧振電感帶來的振蕩，這種方式結構簡單、附加損耗可忽略；但變壓器副邊漏感仍參與諧振，依舊會導致電壓尖峰出現(xiàn)，且不適用將變壓器漏感代替諧振電感的場合；本文針對全波整流換流時的諧振發(fā)生過程進行了分析與計算，得到其等效電路與振蕩尖峰的數(shù)學模型，為后續(xù)設計抑制振蕩方案提供理論基礎；最后在采用原邊鉗位二極管的基礎上增加副邊RCD吸收電路并且給出一種RCD吸收電路電阻電容參數(shù)的計算方法以滿足對二極管電壓應力的要求；并且通過Saber進行仿真和實驗樣機測試驗證：在對象為采用全波整流的500 W移相全橋ZVS-DCDC變換器上得到對比RCD吸收電路前后的整流二極管電壓、吸收電路電容電壓以及原邊鉗位二極管電流波形；實驗結果表明在采用RCD吸收電路后能有效減小振蕩電壓峰值約1/4，減小原邊鉗位二極管導通電流約2/3；驗證了前述分析與設想。

1 振蕩原因分析與建模

    圖1為原邊采用移相全橋副邊采用全波整流DC/DC變換器簡化示意圖。為便于分析忽略變壓器匝間電容，將二極管寄生電感與導線雜散電感合并到變壓器漏感，合并后的等效總電感記為L_leak1和L_leak2。

    當變壓器原邊輸入u₁等于0時，L_r上負載電流自然續(xù)流，二極管DR₁和DR₂均處于導通狀態(tài)^[3]，分別流過電流i₁與i₂；在輸入電壓u₁至0升高為U_in(或下降至-U_in)后，對應二極管DR₁(或DR₂)流過電流迅速減小為0,完成換流過程。此后二極管DR₁(或DR₂)處于反向恢復過程，變壓器漏感上流過的反向恢復電流i₁(或i₂)向已關閉二極管寄生電容C_T1(或C_T2)充電，在電容C_T1(或C_T2)與漏感L_leak1(或L_leak2)之間發(fā)生振蕩，導致在DR₁(或DR₂)兩端出現(xiàn)極大的電壓尖峰。

    以變壓器原邊輸入電壓u₁由0升高至U_in后的換流過程為對象進行分析：當u₁升高至U_in后，換流過程開始^[3]，二極管DR₁開始關斷，i₁開始減小，i₂開始增大，DR₁與DR₂同時提供負載電流如圖2(a)所示，按照匝數(shù)比K將u₁折算到副邊后得到其簡化等效電路如圖2(b)所示，圖2(b)中換流過程持續(xù)直到i₂增大到等于輸出濾波電感電流，i₁減小直至零；其后的極短時間內輸出LC低通濾波器與負載并聯(lián)后可以等效為一個恒流源i_Lr，i_Lr等于i₂，為使關閉二極管完成反向恢復過程必須先掃除PN結內的全部存儲電荷^[1]，i₁在二倍工作反壓下快速減小到零，然后反向繼續(xù)增大至最大值I_rm，此過程中C_T1兩端電壓u_c恒等于零，如等效電路圖2(c)；在反向恢復電流達到峰值I_rm后，二極管DR₁進入反向阻斷狀態(tài)(等效為R_off并聯(lián)C_T1)，i₁開始減小^[1]，C_T1兩端電壓u_c開始上升，等效電感L_leak1與C_T1開始發(fā)生諧振，二極管阻斷電阻記為R_off，由于圖2(c)中等效并聯(lián)的電流源不影響后續(xù)諧振，將其忽略后得到簡化等效諧振電路如圖2(d)所示。

    由圖2(d)可知，初始電流為I_rm的等效電感L_leak1與初始電壓為零的二極管寄生電容C_T1發(fā)生諧振。設定諧振過程中C_T1恒定不變，由電感電容特性知有以下微分方程：

    上述求解過程的條件為：

    由廠家器件手冊可知二極管阻斷電阻很大，一般能夠滿足上述條件。

    對上述過程中關閉二極管兩端出現(xiàn)的電壓振蕩幅值進行分析：由式(5)、式(10)可知在諧振過程中二極管兩端出現(xiàn)至少兩倍正常工作電壓的電壓尖峰。以下有四種情況導致振蕩尖峰幅值改變：(1)當工作電壓升高，在占空比不改變的情況下U_in/K將會加大，由式(10)可知振蕩幅值U_ct增大；(2)在工作電流增加時，反向恢復時間變長^[4]，反向恢復電流 I_rm變大，由式（10)可知振蕩幅值Uct增大；(3)當電容C_T1變大時，可等效為參與諧振電容變大，由式(7)、式(8)、式(10)可計算得出振蕩幅值U_ct減??；(4)當總漏感L_leak1減小時，由式(8)、式(10)可知ω增大，振蕩幅值U_ct減小。

    綜上分析通過減小漏感、選擇合適寄生電容大小的二極管對抑制振蕩有積極效果；而在大電流高電壓的應用場合下二極管兩端振蕩加劇，增大了損耗，提高了對二極管的耐壓要求，必須通過合適措施如原邊鉗位二極管電路或RC/RCD緩沖電路等進行抑制。

2 抑制措施分析與RCD參數(shù)計算

    對于移相全橋/全波整流DCDC變換器，使用原邊鉗位二極管能較好地抑制串聯(lián)諧振電感^[5]引起的振蕩與電壓尖峰：通過在變壓器原邊電路增加鉗位二極管D₅、D₆，在振蕩發(fā)生時能夠將原邊電壓鉗位至U_in，副邊電壓鉗位至U_in/K，大多數(shù)情況下能有效抑制振蕩電壓尖峰，并提高電路效率，如圖3所示。

    但是這種抑制措施沒有考慮變壓器自身漏感的影響，在變壓器漏感較大或利用變壓器漏感作為諧振電感的情況下，鉗位二極管無法抑制副邊換流振蕩；且高電壓大電流輸入情況下D₅、D₆導通電流過大^[5]，發(fā)熱嚴重，容易損壞鉗位二極管，因此本文在原邊采用鉗位二極管的基礎上，全波整流電路中增加了RCD吸收電路對振蕩進行抑制，在變壓器漏感較大的情況下仍然可以保證整流二極管電壓尖峰不超過閾值，同時實驗證明可以減小鉗位二極管導通電流，增強其可靠性。

    采用的RCD吸收電路如圖4所示，當諧振發(fā)生時，漏感L_leak中的總能量由外接的吸收電容C_s與二極管寄生電容C_T吸收，因為C_s一般遠大于C_T，所以漏感上絕大部分的能量流過吸收二極管D_s1（或D_s2）由C_s吸收，C_s兩端電壓很快達到期望的電壓峰值U_p，再通過釋放電阻R_s消耗掉C_s吸收的能量，使C_s兩端電壓緩慢下降,達到抑制振蕩的目的。

    為二極管兩端電壓尖峰滿足器件手冊中電壓應力要求，吸收電容C_s峰值電壓U_p應盡可能減??；同時為使消耗在電阻R_s上的能量盡可能減小以提高效率，電容C_s與電阻R_s應滿足以下條件^[2]：

    上式中漏感值L_leak可通過測量得到，反向恢復電流可由器件手冊提供，通過設定吸收電容兩端期望的電壓峰值U_p的方式即可計算出合適的電容C_s大小。

    再根據(jù)電容放電公式可知：

    上式中U_out為變換器平均輸出電壓，根據(jù)工作頻率與占空比大小可得電容放電時間t；綜上所述，由式(12)～式(14)可計算得到RCD電路電阻電容參數(shù)。

3 結果分析

    為驗證上述數(shù)學模型的正確性與RCD吸收電路參數(shù)計算方法的可行性，分別在Saber仿真軟件與搭建的樣機上進行實驗。本文設計DC/DC變換器拓撲選擇為原邊移相全橋/副邊全波整流，電路參數(shù)如下：額定功率500 W，額定輸入為380 VDC/1.32 A，額定輸出為12 V/42 A，外接諧振電感22 μH，開關頻率100 kHz；RCD電路參數(shù)：R_s為500 Ω，C_s為220 nF。

    圖5為Saber仿真下對比采取RCD電路前后整流二極管電壓波形，由圖可知在采用RCD吸收電路后諧振電壓峰值從82.5 V降低至52.4 V，下降約37%。

    圖6為Saber仿真下得到的原邊鉗位二極管導通電流對比波形，由圖可知對應導通電流峰值從0.305 A降至0.1 A，下降約2/3，顯然可以改善鉗位二極管的發(fā)熱情況，增強其可靠性。

    同時在樣機環(huán)境下，輸出負載為12 V/10 A時測量采用RCD電路前后整流二極管電壓波形和吸收電容C_s兩端電壓如圖7、圖8所示，對比可見在采用RCD電路前后電壓尖峰從58 V減小到46.7 V，降低了24.1%，有效抑制了變壓器自身漏感引起的諧振。

    由圖8可知吸收電容C_s穩(wěn)態(tài)下最高電壓為48.8 V，最低電壓為42.4 V，對整流二極管兩端電壓起到很好的鉗位作用，滿足整流二極管對電壓應力的要求。

    通過對比圖6中原邊鉗位二極管導通電流可知，設計的RCD吸收電路可以極大地減小原邊鉗位二極管導通電流，有效改善大電流高電壓情況下鉗位二極管發(fā)熱嚴重的情況。同時由二極管兩端電壓與吸收電容電壓波形分析可得，即使在原邊采取鉗位二極管的情況下，可以減小串聯(lián)諧振電感對諧振的影響，但是整流二極管兩端電壓依然會出現(xiàn)較大的電壓尖峰；而在采取RCD吸收電路后整流二極管兩端電壓尖峰可以下降約1/4，有效抑制了變壓器漏感對振蕩電壓尖峰的影響，極大地改善了整流二極管工作狀態(tài)下的電壓應力，對抑制振蕩有很好的積極效果。

4 結論

     本文首先分析了副邊采用全波整流的移相全橋ZVS拓撲換流過程中出現(xiàn)振蕩的機理與過程，并建立了其等效電路與數(shù)學模型，為后續(xù)抑制振蕩措施建立了理論基礎；其次分析了常見原邊鉗位二極管抑制振蕩方案的優(yōu)缺點，在此基礎上提出增加RCD吸收電路以使電路適用于變壓器漏感較大的場合，并給出了詳細的RCD電路參數(shù)計算過程；最后分別在Saber仿真軟件與500 W樣機平臺上進行了實驗，驗證了前述模型的正確性與計算方法的可行性：設計的RCD吸收電路能極大減小原邊鉗位二極管導通電流，同時對抑制振蕩與電壓尖峰有很好的積極效果。

參考文獻

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作者信息:

何德威，石  春，吳  剛

(中國科學技術大學 信息科學技術學院，安徽 合肥230026)