0 引言

    在多變的城市和自然環(huán)境中，無線信號幅度因為多徑衰落等復雜因素而出現較大的動態(tài)范圍和峰均比，自動增益控制(Automatic Gain Control，AGC)可以將信號幅度穩(wěn)定在接收機的工作范圍內，對接收機后續(xù)電路的正常工作有著重要作用。文獻[1]提出的一種前饋-反饋混合AGC結構，具有110 dB的動態(tài)范圍，但其結構較復雜，且非恒包絡信號收斂時間過長。文獻[2]提出了一種基于查找表的級聯步進式增益調整方式，可有效增大動態(tài)范圍，減小高增益對接收機噪聲系數和線性度的影響，且電路簡單，適用于實時性和低成本的無線接收機。文獻[3]提出了一種新型的AGC針對LTE信號傳輸模式中的TM2和TM3信號進行增益控制，充分利用了ADC量化范圍且輸出信號峰均比保持不變，但其AGC的開環(huán)結構精度有限且穩(wěn)定性不高。文獻[4]提出的非恒包絡信號的處理算法也對本文有參考意義。在沒有采用均衡技術補償信號衰落的情況下，高達30 dB的衰落會對AGC的功率估計產生極大的影響，在衰落谷時可能會使信號小于噪聲門限，從而被判斷為噪聲，此時，僅針對平穩(wěn)信號設計的AGC^[2，5]將很難對信號進行正確的檢測和增益控制。信號峰均比較大時，對解調無明顯影響，而且解幀誤碼率也可控制在3%以內，因此，解決有效信號功率估計時的誤判問題和如何對信號進行適當的增益是本文重點；此外，由于設計時使用前導碼來進行IQ補償、位同步和頻偏校正，因此要求AGC收斂時間控制在6.25 ms以內。

1 dPMR數字對講機接收機

    dPMR數字對講機的接收機^[6]結構如圖1所示，輸入信號經過前端的低噪聲放大器(LNA)放大，隨后混頻得到中頻信號；再經過跨阻放大器(TIA)進行適當的增益，并將電流信號轉換成電壓信號；然后進行低通濾波提高信噪比，最后通過可變增益放大器(VGA)進行增益微調，提高精度；經ADC采樣后得到數字信號，I、Q兩路信號輸入數字自動增益控制模塊(DAGC)用于增益計算，得到的增益系數分別反饋到前端的放大級，最終將輸出信號功率穩(wěn)定在期望功率附近。圖1中DAGC模塊主要的算法分為信號檢測和增益調整兩部分，在第2節(jié)中進行介紹。

2 DAGC算法設計

2.1 平均絕對誤差信號檢測法

    常用的信號檢測方法^[7]主要有峰值檢測(peak detectors)、平均絕對誤差檢測(MAD)和平方根檢測(RMS)等。本文選用算法結構相對簡單、削波現象較少的平均絕對誤差檢測，圖2為文獻[8]提出的一種基于MAD的DAGC結構，其增益迭代方程如下：

    對圖2結構的DAGC進行初步仿真的結果如圖3所示。仿真中出現了如下問題：在圖3中橢圓標識處，輸入信號有兩處衰落谷，其功率小于設置的噪聲門限，第二行的valid信號波形被拉低，系統判斷輸入為噪聲，導致AGC系統復位，從而使后續(xù)電路中斷了對當前信號的處理，使得一幀數據無法完整接收，數據傳輸效率較低。

2.2 改進的信號檢測算法

    針對上述問題，在保證AGC系統對信號幅度波動具有良好跟蹤性的前提下，本文作出以下改進：(1)將滑動平均得到的功率值P₁、P₂、P₃，匹配合適的加權系數后用于判決，這樣可以進一步使信號功率曲線變得平滑；(2)根據不同情況匹配不同的延時時間常數，通過計數器的延時和循環(huán)判決，保證在有效信號期間，持續(xù)時間較短的小功率信號不會導致系統復位。改進后的DAGC結構框圖如圖4所示。

    圖4中滑動平均濾波^[9]模塊如圖5所示，T_n時刻滑動窗內的被采樣信號分為連續(xù)3段，每段的平均功率為P₁、P₂、P₃，在T_n、T_n+1、T_n+2時刻，采樣窗口持續(xù)向右滑動。

    圖4中虛線框標識的加權延時判決的流程如圖6所示，其中P_f=aP₁+bP₂，P_r=aP₂+bP₃，a、b為匹配的加權系數，P_f、P_r分別為加權得到的當前時刻、下一時刻的平均功率值，經多次實驗設定a=0.3、b=0.7時效果最佳。AGC系統加入該判決模塊后，既能及時復位系統，降低后續(xù)電路的功耗，又能有效避免處理衰落信號時對小功率有效信號的誤判，提高數據傳輸效率。

2.3 增益調整算法

    在DAGC中，增益調整算法主要分為線性DAGC(LDAGC)和對數空間線性DAGC(LSLDAGC)。LSLDAGC算法相比于LDAGC算法在硬件實現上要更復雜，但其重要的優(yōu)勢是收斂速度更快，更穩(wěn)定。因此，本次設計基于LSLDAGC算法，采用三級增益級有限聯調的方法進行增益調整。

    LSLDAGC算法中增益調整量與估計值和參考值的比值的對數成正相關，兩相鄰增益的關系如下：

式中，μ為自定義系數，R′表示期望的信號幅度，G(n)和x(n)分別表示n時刻的環(huán)路增益和輸入信號幅度，|G(n)x(n)|則表示n時刻輸出信號的幅度，令R=|G(n)x(n)|，可將式(2)化為：

    式(5)左側表示上一時刻到當前時刻增益值在dB單位下的調整量，當自定義參數μ=1時，右側剛好表示參考功率值和估計功率值在dB單位下的比值。因此由式(5)可確定當前時刻的增益G(n)。環(huán)路總增益由三部分組成，其增益步進和范圍如表1所示。

    增益調整算法流程如圖7所示，error為輸入信號功率與期望值的差值。其中采用合適的增益級優(yōu)先調整策略來優(yōu)化環(huán)路噪聲性能，理論上，DAGC環(huán)路總增益可以在14 dB~110 dB之間以1 dB的精度進行調整，但是實際上要根據系統允許的調整次數(本文設定為4次)而定，采用限制增益調整次數的機制，可有效減少不必要的調整時間，同時避免系統出現不穩(wěn)定的情況。此外，考慮到系統的穩(wěn)定性和低功耗，在|error|<3，即信號功率波動在±3 dB以內時，鎖定AGC，保持當前增益值不變，所以，實際調整精度可達到1 dB，但可能存在3 dB以下的波動。

3 仿真結果

    本節(jié)將設計的AGC算法用于圖8所示的dPMR數字對講機接收機模型進行仿真。MATLAB建模框圖如圖8所示，其中gsmTUx12c2和AWGN均為MATLAB中的標準信道模型，vga_gain、tia_gain和lna_gain分別為上述3個增益級的增益值。具體的仿真環(huán)境如表2所示。

    仿真結果如圖9、圖10所示，兩圖中從上至下依次為輸入信號電壓值(input)、輸入數據有效的標志信號(valid)、增益調整的標志信號(tune)、環(huán)路總增益(gain)和輸出信號電壓值(output)的仿真結果，其中輸入信號如圖中標識所示，由噪聲和不同功率的有效信號組成。

    高斯信道下的仿真結果如圖9所示，輸入為噪聲時AGC會復位，為有效信號時則進行增益調整。根據valid信號可以準確地識別有效信號和噪聲，從而控制后續(xù)電路是否工作。tune信號置1即表示正在進行增益調整，其中第4段數據收斂時間最長，如游標所示，其增益調整的收斂時間為：=5.78 ms<6.25 ms，滿足設計要求；gain信號給出的增益調整值均可將信號功率調整至期望值0 dBm；輸出信號波形穩(wěn)定，其橢圓標識出的短暫的飽和現象是由于功率估計的采樣延時引起的，不影響系統性能。

    瑞利信道下的仿真結果如圖10所示，從valid信號可看出，不同功率的衰落信號沒有出現圖3中的誤判現象；tune信號中收斂時間最長的為第一段數據，其收斂時間為：=2.81 ms<6.25 ms，滿足設計要求；gain信號顯示環(huán)路增益穩(wěn)定，使輸出信號達到了期望功率值，且保持了輸入信號的峰均比。

    結合圖9和圖10各信號波形可看出，本文的AGC系統性能如下：(1)信號檢測時不出現誤判；(2)靈敏度達到-105 dBm；(3)收斂時間小于6.25 ms；(4)動態(tài)范圍為96 dB。

    表3為本文DAGC性能與其他文獻的對比，根據仿真結果可知，本文設計的DAGC適用的信號類型上更具優(yōu)勢，且動態(tài)范圍較大，靈敏度更高，由于收斂時間與DAGC的環(huán)路結構和采樣速率有關，不具備可比性，以達到設計要求為標準即可。

4 結論

    本文針對dPMR數字對講機的通信環(huán)境，提出了一種新型的數字AGC控制策略。本文采用三級放大器級聯結構，結合設計的加權延時判決和增益調整算法，解決了數字AGC在處理衰落信號時的誤判和增益控制問題。仿真結果表明，本文設計的數字AGC能很好地處理平穩(wěn)和衰落信號，同時保證了良好的動態(tài)范圍、收斂時間和靈敏度，算法簡單易于實現，符合dPMR數字對講機接收機的實際應用環(huán)境。

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作者信息：

李雨洋1，張  濤1，關漢興2，盛玉霞1

（1.武漢科技大學 冶金自動化與檢測技術教育部工程研究中心，湖北 武漢430081；

2.長飛光纖光纜有限公司，湖北 武漢430000）