《電子技術(shù)應(yīng)用》
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基于EM-SMC的STBC-MC-CDMA信號(hào)盲檢測(cè)
2014年電子技術(shù)應(yīng)用第7期
 劉 杰, 張立民, 鐘兆根
 (海軍航空工程學(xué)院 電子信息工程系, 山東 煙臺(tái)264001)
摘要: 針對(duì)多徑衰落條件下的空時(shí)分組編碼多載波碼分多址(STBC-MC-CDMA)信號(hào)檢測(cè)問(wèn)題,在分析信號(hào)模型的基礎(chǔ)上,提出了一種期望值最大化(EM)框架下基于序貫蒙特卡洛(SMC)的盲檢測(cè)算法。首先對(duì)接收的信號(hào)按用戶數(shù)進(jìn)行分解,然后估計(jì)各分信號(hào)的未知參量,并將結(jié)果反饋,進(jìn)行循環(huán)運(yùn)算,最后得到各用戶的信息序列。仿真結(jié)果表明,與其他算法相比,性能更加優(yōu)異,當(dāng)用戶數(shù)不超過(guò)10、擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度G>16、信噪比大于6 dB時(shí),恢復(fù)出的信息序列誤碼率低于10-2。
關(guān)鍵詞: EM SMC STBC-MC-CDMA 盲檢測(cè)
中圖分類號(hào): TN911.23
文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A
文章編號(hào): 0258-7998(2014)07-0112-04
Blind detection of STBC-MC-CDMA signals based on EM-SMC method
Liu Jie, Zhang Limin, Zhong Zhaogen
Department of Electronic Information Engineering of Naval Aeronautical and Astronautical University, Yantai 264001, China
Abstract: This paper introduces an algorithm for blind detection of space-time block coded multicarrier code division multiple access(STBC-MC-CDMA) signals. Firstly, the signal is decomposed by expectation maximization(EM) method according to the number of users, then sequential Monte Carlo (SMC) is used to estimate the unknown parameters, which feedback for the purpose of iterative computation. Simulation results show that the proposed algorithm outperforms other algorithms, when user numbers is less than 10, spreading code length is greater than 16 and SNR is greater than 6 dB, the bit error rate is less than 0.01.
Key words : EM; SMC; STBC-MC-CDMA; blind detection

  隨著DS-CDMA技術(shù)的發(fā)展,傳統(tǒng)的擴(kuò)頻技術(shù)因?yàn)榇嬖谔幚碓鲆婧蛿?shù)據(jù)率之間的矛盾,限制了其在高速數(shù)據(jù)傳輸方面的應(yīng)用。MC-CDMA作為無(wú)線通信領(lǐng)域極具前景的技術(shù)之一,將正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)和CDMA技術(shù)結(jié)合,具有低功率譜密度接收、頻譜擴(kuò)展、多址、提高頻譜利用率、抗干擾和抗多徑能力[1-2]??諘r(shí)分組碼(STBC)是一種多天線發(fā)射方案,可以獲得額外的發(fā)射分集增益,提高傳輸可靠性。

  針對(duì)STBC-MC-CDMA信號(hào)的檢測(cè)問(wèn)題,目前尚處于啟動(dòng)階段,且現(xiàn)有方法對(duì)信噪比的適應(yīng)能力有待提高。因此,對(duì)具有空時(shí)分組碼的多載波CDMA信號(hào)的檢測(cè)進(jìn)行更進(jìn)一步的研究具有十分重要的意義。

1 信號(hào)接收模型的構(gòu)建

  1.1 信號(hào)發(fā)射過(guò)程

 

001.jpg

  假定有K個(gè)用戶的STBC-MC-CDMA系統(tǒng),各用戶的傳輸速率相同,包含N個(gè)子載波,擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度為G,第k個(gè)用戶的發(fā)射模型如圖1所示。在BPSK調(diào)制后,為了解決相位模糊問(wèn)題,先使用差分編碼。隨后,采用Alamouti方案進(jìn)行空時(shí)編碼,編碼后的信息可用矩陣表示為:

  NF33[8Q2S_OXR0$HGFP8JVP.png

  在MC-CDMA模塊的每一幀時(shí)間里,有P=N/G個(gè)符號(hào)并行傳輸在N個(gè)子載波上。對(duì)于用戶k,輸入數(shù)據(jù)首先進(jìn)行串/并轉(zhuǎn)換成P路數(shù)據(jù),于是第m幀的P路數(shù)據(jù)表示成如下形式:

  R%P)D5[1219C3%`X9R%_}86.png

  接著將每一路數(shù)據(jù)復(fù)制成G個(gè)相同的數(shù)據(jù),然后分別與擴(kuò)頻長(zhǎng)度也為G的擴(kuò)頻序列ck(p),p=1,2,…P相乘,以實(shí)現(xiàn)頻域擴(kuò)頻。最后經(jīng)過(guò)交錯(cuò)碼函數(shù)T,并依次對(duì)N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行傅里葉變換,并/串轉(zhuǎn)換之后經(jīng)過(guò)天線發(fā)射出去。

  1.2 信道模型

  假設(shè)在時(shí)間內(nèi),第k個(gè)用戶的數(shù)據(jù)在第j個(gè)天線上經(jīng)過(guò)多徑信道傳播,根據(jù)參考文獻(xiàn)[3],其表達(dá)式為:

  PFHI(Q4L3DE]Y{MOLY08VJG.png

  式中: 3BDSXWS{TJFV4MKYFEUQ(9Y.png(·)為狄克拉函數(shù),L為傳播的數(shù)據(jù)7Q{QIVMM6QSOUI9JNWI8XF3.png為第k個(gè)用戶的數(shù)據(jù)在第j個(gè)天線上第l條路徑的復(fù)衰落幅度,(]4A~1LJB_S{T`GU5(8UW$U.png為多載波系統(tǒng)的帶寬。在經(jīng)過(guò)離散傅里葉變換后,信道在第n個(gè)子載波的頻域響應(yīng)為:

  [XO@B[T}7GG2S58Q~B)2U1E.png

  1.3 信號(hào)接收模型

  在接收端首先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行匹配濾波,然后以碼片速率對(duì)信號(hào)采樣,再做離散傅里葉變換,并取M幀的STBC數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,可得用戶總數(shù)為K的離散接收信號(hào)為:

  L9WY0[HMD]A(LYQ8LER33ZQ.png

  式中: T為交錯(cuò)函數(shù),在一般的系統(tǒng)中,T為(N×N)維的初等矩陣,本文假設(shè)該函數(shù)已知;vm為零均值協(xié)方差為P}MWL5~)NIMFVA6~AWCGO[M.jpg的復(fù)高斯噪聲;Sk,m,jCk,j表示用Ck,j對(duì)Sk,m,j進(jìn)行擴(kuò)頻操作,且有:

  {KREJ3VK~]W@U4H~E(CLAGE.png

  其中?茚代表Kronecker乘積,sk,m,j, j=1,2為第m幀STBC時(shí)刻需發(fā)送的符號(hào)向量,ck,j為分配給第j個(gè)天線的擴(kuò)頻碼向量。

  由于交錯(cuò)函數(shù)T對(duì)所有的用戶相同,因此式(6)可以寫成如下形式:

  H01S9[N$~U}KO8XCHSGQF4G.png

2 算法推導(dǎo)

  對(duì)式(10)所示的信號(hào)可以按用戶數(shù)表示為:

  FMKGMHCU{J$1NCDYGKO106U.png

  (2)根據(jù)步驟(1)得到的IWV$XSVO${UT_XNX0U1RIDN.jpg,采用SMC方法分別估計(jì)各用戶的1NC)ZI84U27[X$10{O@QSVX.png,結(jié)果代入步驟(1)進(jìn)行下一次的運(yùn)算。

002.jpg

  下面簡(jiǎn)單介紹SMC方法實(shí)現(xiàn)過(guò)程,其基本原理是從聯(lián)合后驗(yàn)分布中序貫抽樣得到粒子]7V}8()EI2G60]E8{~~32%6.png,D_GPVGDSX``2UK%A$X(}{1M.png進(jìn)而估計(jì)出對(duì)應(yīng)的信息序列。根據(jù)參考文獻(xiàn)[5],信息序列dk(n)的先驗(yàn)概率可以表示為:

  QZTLEP6ISRZQVD[67@OPFDV.png

  )R)Q5(Y552M~Y`QS5WY5EPG.png

  由式(19)、式(20)即可求得HSU8C]35]GQ]I[RJ8(4P}XI.png,進(jìn)而根據(jù)式(14)求得信息序列。

3 仿真實(shí)驗(yàn)與分析

  本文通過(guò)Matlab軟件對(duì)所提算法的性能進(jìn)行仿真驗(yàn)證,分析用戶數(shù)、擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度和算法循環(huán)次數(shù)等參數(shù)對(duì)性能的影響,并與其他的檢測(cè)算法進(jìn)行對(duì)比,進(jìn)而總結(jié)算法性能。

  首先驗(yàn)證不同用戶數(shù)時(shí)的性能。用戶數(shù)K分別為4、6、8、10,擴(kuò)頻碼為長(zhǎng)度G=64的隨機(jī)序列,各用戶的多徑路數(shù)均為L(zhǎng)=3,hk,m,j=Nc(0,1/L),采用M=200幀的STBC數(shù)據(jù)進(jìn)行處理, 輸入信噪比的變化范圍為0 dB~14 dB,算法迭代過(guò)程中取Q=50,仿真結(jié)果如圖3所示。仿真結(jié)果表明,當(dāng)用戶數(shù)不超過(guò)10,信噪比大于5 dB時(shí),恢復(fù)出的信息序列誤碼率低于10-2。

003.jpg

  其次驗(yàn)證擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度對(duì)檢測(cè)性能的影響。用戶數(shù)K=6,子載波數(shù)N=128,擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度G分別取16、32、64、128,其他參數(shù)與上面相同,仿真結(jié)果如圖4所示。仿真結(jié)果表明,隨著G的增大,信息序列的估計(jì)性能隨著提高。其主要原因是因?yàn)閿?shù)據(jù)路數(shù)P、子載波數(shù)N和擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度G滿足P=N/G。G越大,表明分組的路數(shù)P越少,信號(hào)間產(chǎn)生交疊的概率就越小,因而檢測(cè)性能隨之提高。當(dāng)G>16,信噪比大于6 dB時(shí),恢復(fù)出的信息序列誤碼率低于10-2。

004.jpg

  下面驗(yàn)證算法迭代次數(shù)對(duì)性能的影響。用戶數(shù)K=6,擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度為G=64,算法循環(huán)次數(shù)Q分別取25、50、75、100,其他參數(shù)與上面相同,仿真結(jié)果如圖5所示。仿真結(jié)果表明,隨著Q的增加,誤碼率降低,最后達(dá)到一個(gè)收斂狀態(tài),性能不再提高。因此,應(yīng)該合理地選擇算法的迭代次數(shù),以達(dá)到性能和計(jì)算量的均衡。

005.jpg

  最后,將本文的算法與參考文獻(xiàn)[6]中的MMSE-DF算法和參考文獻(xiàn)[7]中Minimum BER的算法進(jìn)行對(duì)比。取用戶數(shù)K=4,子載波數(shù)N=128,擴(kuò)頻碼長(zhǎng)度G=64,Q=50,各用戶的多徑路數(shù)均為L(zhǎng)=3,采用M=200幀的STBC數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,輸入信噪比的變化范圍為0 dB~14 dB,仿真結(jié)果如圖6所示。仿真結(jié)果表明,與文獻(xiàn)中的算法相比,本文提到的算法性能更加優(yōu)異,在信噪比大于1 dB時(shí),誤碼率低于10-2。其他兩種算法要達(dá)到相同的誤碼率所需的信噪比分別為4 dB和5 dB。

006.jpg

  本文主要研究了多徑衰落信道條件下的空時(shí)分組編碼多載波碼分多址信號(hào)檢測(cè)問(wèn)題,提出了一種EM框架下的基于SMC的檢測(cè)方法。該方法能夠?qū)Ω饔脩舻男畔⑿蛄小U(kuò)頻碼和多徑的時(shí)域響應(yīng)進(jìn)行聯(lián)合估計(jì),并通過(guò)循環(huán)運(yùn)算,提高算法的精確度。仿真結(jié)果表明,與一些常規(guī)的算法進(jìn)行對(duì)比,性能更加優(yōu)異。

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