摘 要： 針對(duì)低功耗電路設(shè)計(jì)要求，基于SMIC 0.18 μm CMOS 工藝，設(shè)計(jì)了一種電流復(fù)用兩級(jí)共源低噪聲放大器。仿真結(jié)果表明，在2.4 GHz的工作頻率下，功率增益為26.26 dB，輸入回波損耗S11為-27.14 dB,輸出回波損耗S22為-16.54 dB,反向隔離度為-40.91 dB，噪聲系數(shù)為1.52 dB，在1.5 V的供電電壓下，電路的靜態(tài)功耗為8.6 mW，并且工作穩(wěn)定。

　　關(guān)鍵詞： CMOS；電流復(fù)用；阻抗匹配；低噪聲放大器

0 引言

　　由于具有集成度高、成本低等優(yōu)勢(shì)，當(dāng)前大多數(shù)無線射頻收發(fā)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)都采用CMOS技術(shù)[1]。由于低噪聲放大器（LNA）處于接收機(jī)前端，它對(duì)整個(gè)無線通信系統(tǒng)射頻接收機(jī)的性能起著關(guān)鍵性的作用。為了抑制后面各級(jí)噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，LNA要求有較好的噪聲性能以及足夠的增益。為了保證在較大的信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)LNA能夠正常工作，要求LNA有足夠的線性度，同時(shí)為了實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸或最小噪聲系數(shù)，應(yīng)保證LNA的輸入阻抗與前端源阻抗實(shí)現(xiàn)良好的匹配。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，這些性能指標(biāo)會(huì)相互牽制相互影響，所以在設(shè)計(jì)過程中要對(duì)這些性能指標(biāo)進(jìn)行折衷處理[2]。

　　本文基于SMIC 0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了中心頻率為2.4 GHz低噪聲放大器。文章第1部分分析了電流復(fù)用兩級(jí)共源LNA的電路結(jié)構(gòu)、輸入阻抗以及最佳MOS管尺寸的選擇；第2部分是電路仿真結(jié)果并就此結(jié)果進(jìn)行了詳細(xì)的分析；最后對(duì)全文進(jìn)行總結(jié)。

1 LNA電路設(shè)計(jì)與優(yōu)化

　　1.1 電路結(jié)構(gòu)分析

　　為了滿足整個(gè)系統(tǒng)的性能要求，LNA需要足夠的增益，所以在LNA的設(shè)計(jì)中通常采用多級(jí)放大器。在多級(jí)放大器中，由于每級(jí)電路都要消耗電流，導(dǎo)致電路電流隨著電路級(jí)數(shù)增加而增加。為了降低功耗，本文采用CS-CS cascaded電流復(fù)用結(jié)構(gòu)，電路如圖1所示。LNA的直流偏置電路由M0和R1構(gòu)成，電源電壓、電阻R1與M0的柵極和源極電壓決定了M0的工作電流，晶體管M0與M1形成電流鏡。為了盡可能地減小偏置電路的附加功耗，M0的柵寬遠(yuǎn)小于M1柵寬。為了盡可能地減小偏置電路對(duì)交流信號(hào)通路的影響，電阻R2選擇得足夠大。電感L1、L2和電容Cex實(shí)現(xiàn)輸入匹配，電感L4、C4、L5和電容C5實(shí)現(xiàn)輸出匹配。在直流時(shí)，電感L3起到短路的作用，此時(shí)第二級(jí)和第一級(jí)共享偏置電流，這樣可以大大降低電路的功耗。在交流時(shí)，電容C2交流接地，電感L3起到Rfchock作用，第一級(jí)的輸出通過耦合電容C3連接到第二級(jí)晶體管M2的柵極，構(gòu)成兩級(jí)共源結(jié)構(gòu)，從而提高了整個(gè)電路的功率增益。

　　1.2 最佳MOS管寬度選擇

　　多級(jí)低噪聲放大器的噪聲系數(shù)的表達(dá)式為 [3]:

　　公式（1）中，NFk為第k級(jí)的噪聲系數(shù)；GA（k-1）為第k-1級(jí)的增益。由式（1）可知，NF1和GA1是NFtot取值大小的關(guān)鍵，如果GA1足夠大，第2級(jí)及后面的放大器的噪聲對(duì)整體噪聲的影響可以忽略，因此電路噪聲主要決定于NF1。

　　由經(jīng)典的噪聲理論可推導(dǎo)出MOS管的最小噪聲系數(shù)的表達(dá)式為[4]：

　　其中，ω為L(zhǎng)NA的工作頻率，ωT為MOS管的截止頻率，γ為漏噪聲系數(shù)，δ為柵噪聲系數(shù)，c為漏噪聲與柵噪聲的相關(guān)系數(shù)。gd0為漏源電壓為0時(shí)的漏源跨導(dǎo)，

　　公式（2）的最小噪聲系數(shù)是在不考慮功耗的情況下得出的，考慮到功耗的限制可以得出使噪聲系數(shù)最小的最優(yōu)MOS管的寬度表達(dá)式為：

　　若MOS管的寬度取值為Wopt，則可以計(jì)算在功耗約束的范圍內(nèi)取得的噪聲系數(shù)為：

　　1.3 輸入匹配電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)

　　傳統(tǒng)的放大器輸入匹配通常采用源級(jí)電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)[5-6]，如圖2所示。

　　由圖2可知，該結(jié)構(gòu)的輸入阻抗為[2]：

　　在一定的偏置和器件尺寸條件下，選取適當(dāng)?shù)腖s使得輸入阻抗為50 ，即可實(shí)現(xiàn)輸入端的阻抗匹配。但是這種結(jié)構(gòu)需要感值很高的柵極電感，高感值的電感在芯片中會(huì)占用很大的面積，而且在射頻電路設(shè)計(jì)中，高感值的電感寄生電阻較大，對(duì)應(yīng)的噪聲也較大。

　　本電路的設(shè)計(jì)中在晶體管M1的柵源之間并上一個(gè)電容Cex,用來調(diào)節(jié)晶體管M1柵源之間電容的大小,進(jìn)而減小柵極電感的值。此時(shí)LNA的輸入阻抗為：

　　其中

　　輸入電路諧振時(shí)，

　　在LNA處于一定的偏置和器件尺寸的條件下，通過調(diào)整電感Ls的大小使得輸入阻抗中的實(shí)部等于50 ?，即可實(shí)現(xiàn)輸入端的阻抗匹配，而且此時(shí)產(chǎn)生的實(shí)部不是一個(gè)實(shí)際的電阻，因此不用擔(dān)心由實(shí)際電阻而產(chǎn)生的熱噪聲，所以不會(huì)對(duì)放大器的噪聲性能產(chǎn)生影響。通過調(diào)整Lg和Ct的大小使輸入阻抗的虛部的感抗和容抗相互抵消，使得輸入阻抗的虛部為零。從式（7）可以看出，在晶體管M1的柵極和源極之間并聯(lián)一個(gè)電容Cex后，所需要的柵極電感的值減小。

　　1.4 電路穩(wěn)定性分析

　　電路的穩(wěn)定性也是LNA設(shè)計(jì)中需要考慮的一個(gè)重要的性能指標(biāo)。在放大器的設(shè)計(jì)中，必須保證放大器的穩(wěn)定性，否則放大器在一定條件的激勵(lì)下有可能會(huì)出現(xiàn)自激現(xiàn)象。通常用穩(wěn)定因子K描述一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)的絕對(duì)穩(wěn)定條件[7]：

　　其中: 

　　要使得LNA絕對(duì)穩(wěn)定，必須保證K大于1。

　　2 電路仿真結(jié)果及其分析

　　采用SMIC 0.18 μm CMOS射頻工藝，在Cadence軟件環(huán)境下完成電路各項(xiàng)性能指標(biāo)的仿真。工作頻率為2.4 GHz，在1.5 V工作電壓下，電路的靜態(tài)功耗為8.6 mW。

　　電路的S參數(shù)如圖3所示。在中心頻率2.4 GHz處，正向傳輸增益S21為26.26 dB，具有足夠的增益，能有效地減小后級(jí)電路對(duì)噪聲的影響。輸入反射系數(shù)S11為-27.14 dB，輸出反射系數(shù)S22為-16.54 dB，說明實(shí)現(xiàn)了較好的輸入輸出阻抗匹配。反向隔離度S12為-40.91 dB。LNA的噪聲系數(shù)仿真結(jié)果如圖4所示，從圖中可以看出，在2.4 GHz的工作頻率處，設(shè)計(jì)的低噪聲放大器的噪聲系數(shù)并不等于最小噪聲系數(shù)。若要使電路實(shí)現(xiàn)噪聲的完全匹配，可以通過增加Cex（但會(huì)提高電路的最小噪聲系數(shù),降低電路的增益）或增加M1的柵寬 (但會(huì)增加功耗)來實(shí)現(xiàn)。本文所設(shè)計(jì)的LNA在功耗和噪聲系數(shù)之間進(jìn)行了折衷處理，在較低功耗下實(shí)現(xiàn)了較好的噪聲性能，此時(shí)的NF為1.52 dB。本文對(duì)LNA的穩(wěn)定因子Kf也進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果如圖5所示。由仿真結(jié)果可以看出Kf始終大于1，所設(shè)計(jì)的低噪聲放大器處于無條件穩(wěn)定。

3 結(jié)論

　　本文采用電流復(fù)用技術(shù)設(shè)計(jì)了一個(gè)低功耗高增益的低噪聲放大器，通過在輸入級(jí)晶體管的柵源之間并上一個(gè)電容Cex,減小了柵極電感的值，降低了芯片的面積。從電路的仿真可以看出，本文設(shè)計(jì)的低噪聲放大器在工作頻率2.4 GHz時(shí)具有良好的綜合性能指標(biāo)。

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