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低功耗CMOS低噪聲放大器的設計
2014年微型機與應用第23期
周洪敏,張 瑛,于 映,丁可柯
(南京郵電大學 電子科學與工程學院,江蘇 南京 210023)
摘要: 針對低功耗電路設計要求,基于SMIC 0.18 μm CMOS 工藝,設計了一種電流復用兩級共源低噪聲放大器。仿真結果表明,在2.4 GHz的工作頻率下,功率增益為26.26 dB,輸入回波損耗S11為-27.14 dB,輸出回波損耗S22為-16.54 dB,反向隔離度為-40.91 dB,噪聲系數為1.52 dB,在1.5 V的供電電壓下,電路的靜態(tài)功耗為8.6 mW,并且工作穩(wěn)定。
Abstract:
Key words :

  摘 要: 針對低功耗電路設計要求,基于SMIC 0.18 μm CMOS 工藝,設計了一種電流復用兩級共源低噪聲放大器。仿真結果表明,在2.4 GHz的工作頻率下,功率增益為26.26 dB,輸入回波損耗S11為-27.14 dB,輸出回波損耗S22為-16.54 dB,反向隔離度為-40.91 dB,噪聲系數為1.52 dB,在1.5 V的供電電壓下,電路的靜態(tài)功耗為8.6 mW,并且工作穩(wěn)定。

  關鍵詞: CMOS;電流復用;阻抗匹配;低噪聲放大器

0 引言

  由于具有集成度高、成本低等優(yōu)勢,當前大多數無線射頻收發(fā)系統的設計都采用CMOS技術[1]。由于低噪聲放大器(LNA)處于接收機前端,它對整個無線通信系統射頻接收機的性能起著關鍵性的作用。為了抑制后面各級噪聲對系統的影響,LNA要求有較好的噪聲性能以及足夠的增益。為了保證在較大的信號動態(tài)范圍內LNA能夠正常工作,要求LNA有足夠的線性度,同時為了實現最大功率傳輸或最小噪聲系數,應保證LNA的輸入阻抗與前端源阻抗實現良好的匹配。在實際設計中,這些性能指標會相互牽制相互影響,所以在設計過程中要對這些性能指標進行折衷處理[2]。

  本文基于SMIC 0.18 μm CMOS工藝設計實現了中心頻率為2.4 GHz低噪聲放大器。文章第1部分分析了電流復用兩級共源LNA的電路結構、輸入阻抗以及最佳MOS管尺寸的選擇;第2部分是電路仿真結果并就此結果進行了詳細的分析;最后對全文進行總結。

1 LNA電路設計與優(yōu)化

  1.1 電路結構分析

  為了滿足整個系統的性能要求,LNA需要足夠的增益,所以在LNA的設計中通常采用多級放大器。在多級放大器中,由于每級電路都要消耗電流,導致電路電流隨著電路級數增加而增加。為了降低功耗,本文采用CS-CS cascaded電流復用結構,電路如圖1所示。LNA的直流偏置電路由M0和R1構成,電源電壓、電阻R1與M0的柵極和源極電壓決定了M0的工作電流,晶體管M0與M1形成電流鏡。為了盡可能地減小偏置電路的附加功耗,M0的柵寬遠小于M1柵寬。為了盡可能地減小偏置電路對交流信號通路的影響,電阻R2選擇得足夠大。電感L1、L2和電容Cex實現輸入匹配,電感L4、C4、L5和電容C5實現輸出匹配。在直流時,電感L3起到短路的作用,此時第二級和第一級共享偏置電流,這樣可以大大降低電路的功耗。在交流時,電容C2交流接地,電感L3起到Rfchock作用,第一級的輸出通過耦合電容C3連接到第二級晶體管M2的柵極,構成兩級共源結構,從而提高了整個電路的功率增益。

  1.2 最佳MOS管寬度選擇

  多級低噪聲放大器的噪聲系數的表達式為 [3]:

  1.png

  公式(1)中,NFk為第k級的噪聲系數;GA(k-1)為第k-1級的增益。由式(1)可知,NF1和GA1是NFtot取值大小的關鍵,如果GA1足夠大,第2級及后面的放大器的噪聲對整體噪聲的影響可以忽略,因此電路噪聲主要決定于NF1。

  由經典的噪聲理論可推導出MOS管的最小噪聲系數的表達式為[4]:

  2.png

  其中,ω為LNA的工作頻率,ωT為MOS管的截止頻率,γ為漏噪聲系數,δ為柵噪聲系數,c為漏噪聲與柵噪聲的相關系數。gd0為漏源電壓為0時的漏源跨導,

  公式(2)的最小噪聲系數是在不考慮功耗的情況下得出的,考慮到功耗的限制可以得出使噪聲系數最小的最優(yōu)MOS管的寬度表達式為:

  3.png

  若MOS管的寬度取值為Wopt,則可以計算在功耗約束的范圍內取得的噪聲系數為:

  4.png

  1.3 輸入匹配電路的優(yōu)化設計

  傳統的放大器輸入匹配通常采用源級電感負反饋結構[5-6],如圖2所示。

002.jpg

  由圖2可知,該結構的輸入阻抗為[2]:

  5.png

  在一定的偏置和器件尺寸條件下,選取適當的Ls使得輸入阻抗為50 ,即可實現輸入端的阻抗匹配。但是這種結構需要感值很高的柵極電感,高感值的電感在芯片中會占用很大的面積,而且在射頻電路設計中,高感值的電感寄生電阻較大,對應的噪聲也較大。

  本電路的設計中在晶體管M1的柵源之間并上一個電容Cex,用來調節(jié)晶體管M1柵源之間電容的大小,進而減小柵極電感的值。此時LNA的輸入阻抗為:

  6.png

  其中Z$(}(IOPBZIH[P8D{VXKF(L.png

  輸入電路諧振時,

  78.png

  在LNA處于一定的偏置和器件尺寸的條件下,通過調整電感Ls的大小使得輸入阻抗中的實部等于50 ?,即可實現輸入端的阻抗匹配,而且此時產生的實部不是一個實際的電阻,因此不用擔心由實際電阻而產生的熱噪聲,所以不會對放大器的噪聲性能產生影響。通過調整Lg和Ct的大小使輸入阻抗的虛部的感抗和容抗相互抵消,使得輸入阻抗的虛部為零。從式(7)可以看出,在晶體管M1的柵極和源極之間并聯一個電容Cex后,所需要的柵極電感的值減小。

  1.4 電路穩(wěn)定性分析

  電路的穩(wěn)定性也是LNA設計中需要考慮的一個重要的性能指標。在放大器的設計中,必須保證放大器的穩(wěn)定性,否則放大器在一定條件的激勵下有可能會出現自激現象。通常用穩(wěn)定因子K描述一個二端口網絡的絕對穩(wěn)定條件[7]:

  9.png

  其中: Y0G3~`S9{1K]DOJ]Y$P(JR6.png

  要使得LNA絕對穩(wěn)定,必須保證K大于1。

  2 電路仿真結果及其分析

  采用SMIC 0.18 μm CMOS射頻工藝,在Cadence軟件環(huán)境下完成電路各項性能指標的仿真。工作頻率為2.4 GHz,在1.5 V工作電壓下,電路的靜態(tài)功耗為8.6 mW。

003.jpg

  電路的S參數如圖3所示。在中心頻率2.4 GHz處,正向傳輸增益S21為26.26 dB,具有足夠的增益,能有效地減小后級電路對噪聲的影響。輸入反射系數S11為-27.14 dB,輸出反射系數S22為-16.54 dB,說明實現了較好的輸入輸出阻抗匹配。反向隔離度S12為-40.91 dB。LNA的噪聲系數仿真結果如圖4所示,從圖中可以看出,在2.4 GHz的工作頻率處,設計的低噪聲放大器的噪聲系數并不等于最小噪聲系數。若要使電路實現噪聲的完全匹配,可以通過增加Cex(但會提高電路的最小噪聲系數,降低電路的增益)或增加M1的柵寬 (但會增加功耗)來實現。本文所設計的LNA在功耗和噪聲系數之間進行了折衷處理,在較低功耗下實現了較好的噪聲性能,此時的NF為1.52 dB。本文對LNA的穩(wěn)定因子Kf也進行了仿真,仿真結果如圖5所示。由仿真結果可以看出Kf始終大于1,所設計的低噪聲放大器處于無條件穩(wěn)定。

005.jpg

3 結論

  本文采用電流復用技術設計了一個低功耗高增益的低噪聲放大器,通過在輸入級晶體管的柵源之間并上一個電容Cex,減小了柵極電感的值,降低了芯片的面積。從電路的仿真可以看出,本文設計的低噪聲放大器在工作頻率2.4 GHz時具有良好的綜合性能指標。

  參考文獻

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  [2] Madan A, McPartlin M J, Masse C, et al. A 5 GHz 0.95 dB NF highly linear cascode floating-body LNA in 180 nm SOI CMOS technology [J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2012,22(4):200-202.

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