0 引言

　　隨著無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展，信號(hào)的傳輸量、傳輸速度都有很大的提升，對(duì)于手持設(shè)備，從最初的2G文字時(shí)代到3G圖片時(shí)代，再到現(xiàn)在的4G視頻時(shí)代，每個(gè)時(shí)代都伴隨著新技術(shù)的產(chǎn)生。4G系統(tǒng)(即LTE系統(tǒng))是3GPP系統(tǒng)指定的下一代系統(tǒng)，其兩大主要特點(diǎn)是多輸入輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)和正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，4G系統(tǒng)可以提供高達(dá)100 Mb/s甚至更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，不僅支持語(yǔ)音業(yè)務(wù)，還能支持視頻等業(yè)務(wù)。隨著傳輸速率的提高，信號(hào)的峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)也會(huì)提高。對(duì)于2G和3G系統(tǒng)(如WCDMA、EDGE)，其PAPR約為3.5dB，但對(duì)于LTE系統(tǒng)，由于采用了正交頻分復(fù)用的調(diào)制方法，其PAPR會(huì)上升到8～10 dB[1]，如圖1所示。高PAPR信號(hào)會(huì)對(duì)手持設(shè)備中的功率放大器產(chǎn)生更高的需求，為了保證信號(hào)的線性度，功率放大器往往要進(jìn)行功率回退，這樣降低了功率放大器的工作效率。同時(shí)一般的手持設(shè)備中的功率放大器常使用線性穩(wěn)壓電源（LDO）進(jìn)行供電，功率放大器只能在達(dá)到峰值功率時(shí)提供最高效率，而大部分時(shí)間功率放大器都無(wú)法有效利用輸入的功率，無(wú)用功率會(huì)轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?，這會(huì)降低功率放大器的工作效率，使得部分電量白白損失。

　　為了滿足4G信號(hào)的需求，提高功率放大器的工作效率，多種技術(shù)被應(yīng)用到功率放大器的設(shè)計(jì)中，這些技術(shù)大體分為兩類，一種是對(duì)功率放大器的輸入信號(hào)進(jìn)行處理，一種是根據(jù)輸入信號(hào)采用開關(guān)電源代替穩(wěn)壓電源對(duì)功率放大器進(jìn)行供電。文獻(xiàn)[2]-[4]采用了數(shù)字預(yù)失真（DPD）的方法來(lái)提高功率放大器的效率，這種方法通過(guò)產(chǎn)生一個(gè)與失真信號(hào)相反的信號(hào)并將其輸入到功率放大器，以抵消失真信號(hào)產(chǎn)生的影響，但其控制電路較為復(fù)雜，在手持設(shè)備中受面積制約。文獻(xiàn)[5]-[7]采用了Doherty的結(jié)構(gòu)來(lái)針對(duì)高PAPR信號(hào)，這種電路在基站中應(yīng)用較為廣泛，在手持設(shè)備中的匹配較難處理。文獻(xiàn)[8]-[10]采用了包絡(luò)跟蹤(Envelope Tracking，ET)技術(shù)，通過(guò)輸入信號(hào)的包絡(luò)變化，利用控制電路來(lái)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)功率放大器的漏極電壓，以降低功率放大器的靜態(tài)功耗，提高效率，這種控制電路正嘗試應(yīng)用于手持設(shè)備中，但技術(shù)尚不成熟，且效率的提高不是非常明顯。本文基于文獻(xiàn)[10]的包絡(luò)跟蹤技術(shù)，從功率放大器的需求出發(fā)，通過(guò)采用線性回歸曲線方法構(gòu)建出MRF9742工作效率最大化條件下漏極電壓與輸入信號(hào)功率的曲線，并根據(jù)此曲線設(shè)計(jì)了一種開關(guān)電源以及控制電路，在工作頻率為2.35 GHz時(shí)使用開關(guān)電源比使用穩(wěn)壓電源的效率有較明顯的提升，提升的最大值為11.7%，在相同輸出功率情況下PAE比文獻(xiàn)[10]中提高了4.6%。

1 功率放大器供電電壓確定

　　本設(shè)計(jì)是針對(duì)手持設(shè)備，故功率放大器選取應(yīng)用于手持設(shè)備的功率放大器芯片MRF9742，將該芯片的模型利用Agilent公司的ADS2011軟件進(jìn)行仿真。先確定靜態(tài)工作點(diǎn)為偏置電壓取2.0 V，取電源電壓為固定值5 V，直流電流取1 mA，為了滿足LTE信號(hào)的要求，確定其工作頻率為2.35 GHz。之后利用負(fù)載牽引進(jìn)行匹配電路設(shè)計(jì)，確定MRF9742功率放大器的電路圖，將該電路進(jìn)行仿真，通過(guò)掃描輸入功率的變化得到如圖2所示PAE的曲線。此功放的PAE最大值為50.1%，此時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入功率為23 dBm，5 V的電源電壓能夠滿足功放的工作需求，但是當(dāng)輸入功率增大時(shí)，電源電壓不能滿足功放的需求，同時(shí)當(dāng)輸入功率降低時(shí)，電源電壓又會(huì)有剩余，從而有一部分的功率被白白消耗。為了使得功率放大器總能保持最大效率進(jìn)行工作，可以采用開關(guān)電源對(duì)功率放大器供電，以保持功率放大器漏極電壓隨著輸入功率的變化而變化。

　　為了實(shí)現(xiàn)此目標(biāo)，首先要確定PAE與漏極電壓的關(guān)系?？梢宰屳斎牍β蔖in保持不變，動(dòng)態(tài)掃描功率放大器的漏極電壓Vdd，仿真出功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關(guān)系曲線，從曲線中找出功率附加效率最大值時(shí)對(duì)應(yīng)的漏極電壓值，這樣就得到了一組Pin與Vdd的值。取Pin=20 dBm，掃描Vdd，當(dāng)PAE取最大值時(shí)對(duì)應(yīng)的Vdd=5.785 V，如圖3所示。同理改變Pin，繼續(xù)仿真功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關(guān)系曲線，可以得到PAE最大時(shí)相對(duì)應(yīng)的Vdd值。將PAE與Vdd的對(duì)應(yīng)值利用線性回歸算法進(jìn)行擬合，可以得到如圖4所示的擬合直線，即當(dāng)功率放大器的漏極電壓與輸入功率滿足Vdd=0.325 5 Pin-0.47時(shí)，可以使得功放的效率最大，同時(shí)Vdd的大部分取值小于6 V，能滿足手持設(shè)備輸入功率的需求和供電電源的要求。

2 包絡(luò)跟蹤開關(guān)電源電路設(shè)計(jì)

　　為了提高功率放大器的工作效率，滿足擬合出來(lái)的功率放大器輸入功率Pin與Vdd的關(guān)系，可以采用包絡(luò)跟蹤的方法來(lái)進(jìn)行控制電路的設(shè)計(jì)。該電路可以采集功率放大器輸入信號(hào)的包絡(luò)，并將其放大作為控制信號(hào)，將這個(gè)控制信號(hào)作為開關(guān)電源中MOS管的驅(qū)動(dòng)，用來(lái)控制開關(guān)電源的占空比，進(jìn)而控制開關(guān)電源的輸出電壓。由于本設(shè)計(jì)針對(duì)手持設(shè)備需要對(duì)功率放大器MRF9742進(jìn)行供電，故此包絡(luò)跟蹤開關(guān)電源電路通過(guò)一個(gè)脈沖寬度調(diào)制（PWM）模式的降壓電路（Buck-Convertor）來(lái)實(shí)現(xiàn)。其基本電路包括包絡(luò)檢測(cè)電路、誤差放大電路、比較電路和驅(qū)動(dòng)電路等，如圖5所示。

　　圖5中的誤差放大電路(EA)將輸出的電壓Vdd返回值與輸入電壓Vin進(jìn)行比較，經(jīng)放大產(chǎn)生一個(gè)輸出電壓VEA作為比較電路的輸入，同時(shí)誤差放電電路可以進(jìn)行頻率補(bǔ)償以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。PWM比較電路用于比較VEA與參考電壓Vref，其輸出結(jié)果是邏輯高電平和低電平，將這兩個(gè)變化電平輸入到驅(qū)動(dòng)電路中來(lái)驅(qū)動(dòng)MOS管，通過(guò)控制MOS的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)控制開關(guān)電源的占空比。MOS管、電感、二極管、電阻和電容構(gòu)成降壓電路的形式，其中功率放大器PA用并聯(lián)的電阻與電容來(lái)等效。為了保證電感上電流的連續(xù)性，在理想情況下降壓電路的輸入與輸出滿足如下關(guān)系：

　　Vdd=DVpower(1)

　　其中D為開關(guān)的占空比，Vpower為電源電壓。在PWM模式下，開關(guān)的周期保持不變，只是導(dǎo)通時(shí)間發(fā)生變化，故可以通過(guò)改變開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)控制其占空比。根據(jù)上述得到的功率放大器的漏極電壓與輸入功率的擬合直線，可以得到：Vdd=DVpower=0.325 5 Pin-0.47。此時(shí)的包絡(luò)跟蹤控制電路的輸出電壓與輸入功率成線性關(guān)系，調(diào)節(jié)電路中各參數(shù)值以滿足此關(guān)系式。在Virtuoso中畫出PWM型降壓電路圖，如圖6、圖7所示。

3 功率放大器開關(guān)電源仿真

　　將該功率放大器利用變化的電源對(duì)其供電，其他參數(shù)保持不變。利用ADS軟件進(jìn)行仿真，可以得到該功放的使用開關(guān)電源與穩(wěn)壓電壓對(duì)應(yīng)的PAE，如圖8所示。根據(jù)圖8可得，在工作頻率為2.35 GHz時(shí)，使用開關(guān)電源的功率放大器比使用穩(wěn)壓電源的功率放大器PAE提高10%左右，提升的最大值為11.7%。表1總結(jié)了使用開關(guān)電源與穩(wěn)壓電源功率放大器的參數(shù)。

4 結(jié)論

　　本文通過(guò)對(duì)手機(jī)功率放大器芯片MRF9742利用負(fù)載牽引進(jìn)行匹配電路設(shè)計(jì)，使其工作頻率在2.35 GHz滿足TD-LTE信號(hào)的需求。之后為了保證該功率放大器工作效率的最大化，在保持輸入功率不變的條件下，確定了此時(shí)PAE最大時(shí)漏極電壓的取值，同時(shí)利用線性回歸算法，擬合出漏極電壓與輸入功率的關(guān)系直線。為了實(shí)現(xiàn)此關(guān)系直線，在開關(guān)電源控制電路采用包絡(luò)跟蹤控制電路實(shí)現(xiàn)。最后利用ADS軟件進(jìn)行仿真，可以得到該功率放大器使用開關(guān)電源供電時(shí)比使用穩(wěn)壓電源供電時(shí)效率提高10%左右，提升最大值為11.7%，這樣可以提高電源的使用效率，從而延長(zhǎng)手持設(shè)備的使用時(shí)間。

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