0 引言

　　隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，信號的傳輸量、傳輸速度都有很大的提升，對于手持設備，從最初的2G文字時代到3G圖片時代，再到現(xiàn)在的4G視頻時代，每個時代都伴隨著新技術(shù)的產(chǎn)生。4G系統(tǒng)(即LTE系統(tǒng))是3GPP系統(tǒng)指定的下一代系統(tǒng)，其兩大主要特點是多輸入輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)和正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，4G系統(tǒng)可以提供高達100 Mb/s甚至更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，不僅支持語音業(yè)務，還能支持視頻等業(yè)務。隨著傳輸速率的提高，信號的峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)也會提高。對于2G和3G系統(tǒng)(如WCDMA、EDGE)，其PAPR約為3.5dB，但對于LTE系統(tǒng)，由于采用了正交頻分復用的調(diào)制方法，其PAPR會上升到8～10 dB[1]，如圖1所示。高PAPR信號會對手持設備中的功率放大器產(chǎn)生更高的需求，為了保證信號的線性度，功率放大器往往要進行功率回退，這樣降低了功率放大器的工作效率。同時一般的手持設備中的功率放大器常使用線性穩(wěn)壓電源（LDO）進行供電，功率放大器只能在達到峰值功率時提供最高效率，而大部分時間功率放大器都無法有效利用輸入的功率，無用功率會轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?，這會降低功率放大器的工作效率，使得部分電量白白損失。

　　為了滿足4G信號的需求，提高功率放大器的工作效率，多種技術(shù)被應用到功率放大器的設計中，這些技術(shù)大體分為兩類，一種是對功率放大器的輸入信號進行處理，一種是根據(jù)輸入信號采用開關(guān)電源代替穩(wěn)壓電源對功率放大器進行供電。文獻[2]-[4]采用了數(shù)字預失真（DPD）的方法來提高功率放大器的效率，這種方法通過產(chǎn)生一個與失真信號相反的信號并將其輸入到功率放大器，以抵消失真信號產(chǎn)生的影響，但其控制電路較為復雜，在手持設備中受面積制約。文獻[5]-[7]采用了Doherty的結(jié)構(gòu)來針對高PAPR信號，這種電路在基站中應用較為廣泛，在手持設備中的匹配較難處理。文獻[8]-[10]采用了包絡跟蹤(Envelope Tracking，ET)技術(shù)，通過輸入信號的包絡變化，利用控制電路來動態(tài)調(diào)節(jié)功率放大器的漏極電壓，以降低功率放大器的靜態(tài)功耗，提高效率，這種控制電路正嘗試應用于手持設備中，但技術(shù)尚不成熟，且效率的提高不是非常明顯。本文基于文獻[10]的包絡跟蹤技術(shù)，從功率放大器的需求出發(fā)，通過采用線性回歸曲線方法構(gòu)建出MRF9742工作效率最大化條件下漏極電壓與輸入信號功率的曲線，并根據(jù)此曲線設計了一種開關(guān)電源以及控制電路，在工作頻率為2.35 GHz時使用開關(guān)電源比使用穩(wěn)壓電源的效率有較明顯的提升，提升的最大值為11.7%，在相同輸出功率情況下PAE比文獻[10]中提高了4.6%。

1 功率放大器供電電壓確定

　　本設計是針對手持設備，故功率放大器選取應用于手持設備的功率放大器芯片MRF9742，將該芯片的模型利用Agilent公司的ADS2011軟件進行仿真。先確定靜態(tài)工作點為偏置電壓取2.0 V，取電源電壓為固定值5 V，直流電流取1 mA，為了滿足LTE信號的要求，確定其工作頻率為2.35 GHz。之后利用負載牽引進行匹配電路設計，確定MRF9742功率放大器的電路圖，將該電路進行仿真，通過掃描輸入功率的變化得到如圖2所示PAE的曲線。此功放的PAE最大值為50.1%，此時對應的輸入功率為23 dBm，5 V的電源電壓能夠滿足功放的工作需求，但是當輸入功率增大時，電源電壓不能滿足功放的需求，同時當輸入功率降低時，電源電壓又會有剩余，從而有一部分的功率被白白消耗。為了使得功率放大器總能保持最大效率進行工作，可以采用開關(guān)電源對功率放大器供電，以保持功率放大器漏極電壓隨著輸入功率的變化而變化。

　　為了實現(xiàn)此目標，首先要確定PAE與漏極電壓的關(guān)系?？梢宰屳斎牍β蔖in保持不變，動態(tài)掃描功率放大器的漏極電壓Vdd，仿真出功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關(guān)系曲線，從曲線中找出功率附加效率最大值時對應的漏極電壓值，這樣就得到了一組Pin與Vdd的值。取Pin=20 dBm，掃描Vdd，當PAE取最大值時對應的Vdd=5.785 V，如圖3所示。同理改變Pin，繼續(xù)仿真功率放大器的功率附加效率PAE與漏極電壓Vdd的關(guān)系曲線，可以得到PAE最大時相對應的Vdd值。將PAE與Vdd的對應值利用線性回歸算法進行擬合，可以得到如圖4所示的擬合直線，即當功率放大器的漏極電壓與輸入功率滿足Vdd=0.325 5 Pin-0.47時，可以使得功放的效率最大，同時Vdd的大部分取值小于6 V，能滿足手持設備輸入功率的需求和供電電源的要求。

2 包絡跟蹤開關(guān)電源電路設計

　　為了提高功率放大器的工作效率，滿足擬合出來的功率放大器輸入功率Pin與Vdd的關(guān)系，可以采用包絡跟蹤的方法來進行控制電路的設計。該電路可以采集功率放大器輸入信號的包絡，并將其放大作為控制信號，將這個控制信號作為開關(guān)電源中MOS管的驅(qū)動，用來控制開關(guān)電源的占空比，進而控制開關(guān)電源的輸出電壓。由于本設計針對手持設備需要對功率放大器MRF9742進行供電，故此包絡跟蹤開關(guān)電源電路通過一個脈沖寬度調(diào)制（PWM）模式的降壓電路（Buck-Convertor）來實現(xiàn)。其基本電路包括包絡檢測電路、誤差放大電路、比較電路和驅(qū)動電路等，如圖5所示。

　　圖5中的誤差放大電路(EA)將輸出的電壓Vdd返回值與輸入電壓Vin進行比較，經(jīng)放大產(chǎn)生一個輸出電壓VEA作為比較電路的輸入，同時誤差放電電路可以進行頻率補償以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。PWM比較電路用于比較VEA與參考電壓Vref，其輸出結(jié)果是邏輯高電平和低電平，將這兩個變化電平輸入到驅(qū)動電路中來驅(qū)動MOS管，通過控制MOS的導通時間來控制開關(guān)電源的占空比。MOS管、電感、二極管、電阻和電容構(gòu)成降壓電路的形式，其中功率放大器PA用并聯(lián)的電阻與電容來等效。為了保證電感上電流的連續(xù)性，在理想情況下降壓電路的輸入與輸出滿足如下關(guān)系：

　　Vdd=DVpower(1)

　　其中D為開關(guān)的占空比，Vpower為電源電壓。在PWM模式下，開關(guān)的周期保持不變，只是導通時間發(fā)生變化，故可以通過改變開關(guān)的導通時間來控制其占空比。根據(jù)上述得到的功率放大器的漏極電壓與輸入功率的擬合直線，可以得到：Vdd=DVpower=0.325 5 Pin-0.47。此時的包絡跟蹤控制電路的輸出電壓與輸入功率成線性關(guān)系，調(diào)節(jié)電路中各參數(shù)值以滿足此關(guān)系式。在Virtuoso中畫出PWM型降壓電路圖，如圖6、圖7所示。

3 功率放大器開關(guān)電源仿真

　　將該功率放大器利用變化的電源對其供電，其他參數(shù)保持不變。利用ADS軟件進行仿真，可以得到該功放的使用開關(guān)電源與穩(wěn)壓電壓對應的PAE，如圖8所示。根據(jù)圖8可得，在工作頻率為2.35 GHz時，使用開關(guān)電源的功率放大器比使用穩(wěn)壓電源的功率放大器PAE提高10%左右，提升的最大值為11.7%。表1總結(jié)了使用開關(guān)電源與穩(wěn)壓電源功率放大器的參數(shù)。

4 結(jié)論

　　本文通過對手機功率放大器芯片MRF9742利用負載牽引進行匹配電路設計，使其工作頻率在2.35 GHz滿足TD-LTE信號的需求。之后為了保證該功率放大器工作效率的最大化，在保持輸入功率不變的條件下，確定了此時PAE最大時漏極電壓的取值，同時利用線性回歸算法，擬合出漏極電壓與輸入功率的關(guān)系直線。為了實現(xiàn)此關(guān)系直線，在開關(guān)電源控制電路采用包絡跟蹤控制電路實現(xiàn)。最后利用ADS軟件進行仿真，可以得到該功率放大器使用開關(guān)電源供電時比使用穩(wěn)壓電源供電時效率提高10%左右，提升最大值為11.7%，這樣可以提高電源的使用效率，從而延長手持設備的使用時間。

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