保持電容性負(fù)載穩(wěn)定的六種方法方法包括 RISO、高增益和 CF、噪聲增益和CF、輸出引腳補(bǔ)償以及具有雙通道反饋的 RISO。將闡述具有雙通道反饋的 RISO。
這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)通常用于緩沖高精度參考集成電路。作為一種電壓緩沖器，運(yùn)算放大器電路可提供較高的源電流和吸收電流，這兩種電流最初均來自高精度參考集成電路。雖然，我們特別關(guān)注其中一種電路增益——電壓跟隨器電路增益，但是，當(dāng)增益大于 1 時(shí)（只對所提供的計(jì)算公式做稍微調(diào)整），我們?nèi)钥梢圆捎镁哂须p通道反饋的 RISO。在此我們將重點(diǎn)講述兩種最主要的運(yùn)算放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即雙極發(fā)射極跟隨器以及 CMOS RRO。分析和合成的步驟和技術(shù)相類似，但是，仍存在細(xì)微的差別，這些細(xì)微的差別足以確保觀察到各種不同的輸出拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。為了獲得一種意外的收獲，我們有意不遵循經(jīng)以往的歷史經(jīng)驗(yàn)，并創(chuàng)建 BIG NOT 以檢測不適當(dāng)穩(wěn)定性補(bǔ)償?shù)男Ч?/p>
從穩(wěn)定性分析工具套件中，我們可以看到，具有雙通道反饋的 RISO 技術(shù)由一階分析得出，經(jīng)Tina SPICE環(huán)路穩(wěn)定性仿真確認(rèn)，并由 Tina SPICE 中的 Vout/Vin AC 傳輸函數(shù)分析進(jìn)行檢驗(yàn)，最后采用 Tina SPICE 中的實(shí)際瞬態(tài)穩(wěn)定性測試方法進(jìn)行全面的檢驗(yàn)。在過去長達(dá)25年中，我們在真實(shí)環(huán)境以及實(shí)際的電路情況下進(jìn)行了測算，充分驗(yàn)證了這種電容穩(wěn)定性技術(shù)。然而，由于資源的限制，本文所述電路并未進(jìn)行實(shí)際構(gòu)建，在此僅供讀者練習(xí)或在自身特定的技術(shù)應(yīng)用（如分析、合成、仿真、構(gòu)建以及測試等）中使用。
雙極發(fā)射極跟隨器：具有雙通道反饋的 RISO
我們選擇用于分析具有雙通道反饋的 RISO 的雙極發(fā)射極跟隨器為 OPA177，具體情況請參閱圖 10.1。OPA177 為一款低漂移、低輸入失調(diào)電壓運(yùn)算放大器，其能在 ±3V ～±15V 的電壓范圍內(nèi)工作。
圖 10.1 雙極發(fā)射極跟隨器運(yùn)算放大器的技術(shù)規(guī)范
圖 10.2 顯示了一款典型的雙極發(fā)射極跟隨器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。請注意，用于 Vo 的正負(fù)輸出驅(qū)動(dòng)均為雙極發(fā)射極跟隨器。目前，包含“等效電路圖”（表明運(yùn)算放大器內(nèi)部所用輸出級的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）的產(chǎn)品說明書并不多見。為此，只能通過廠商的內(nèi)部資料，我們才能確切了解輸出級的結(jié)構(gòu)。
圖 10.2 典型雙極發(fā)射極跟隨器運(yùn)算放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
我們用于分析雙極發(fā)射極跟隨器的具有雙通道反饋的 RISO電路如圖 10.3 所示。FB#1 通過RF 直接向負(fù)載 (CL) 提供反饋，從而促使 Vout 與 VREF 相等。FB#2 通過 CF 提供了第二條反饋通道（在高頻率時(shí)占支配地位），從而確保了運(yùn)行的穩(wěn)定性。Riso 將 FB#1 和 FB#2 相互之間隔離開來。需要注意的是，在目前用于穩(wěn)定電容性負(fù)載的許多技術(shù)中，我們采用了經(jīng)改進(jìn)的 Aol 方法（當(dāng)采用這種方法時(shí)，運(yùn)算放大器的輸出阻抗和電容性負(fù)載改變了運(yùn)算放大器的 Aol 曲線）。在改變后的 Aol 曲線中，我們在圖上標(biāo)出 1/b，這將有助于電路的穩(wěn)定運(yùn)行。當(dāng)采用具有雙通道反饋的 RISO 時(shí)，我們發(fā)現(xiàn)，更易于維持運(yùn)算放大器 Aol 曲線不變并在圖上標(biāo)出 FB#1 1/b 和 FB#2 1/b?曲線。于是，我們將運(yùn)用疊加的方法，來獲得一條最終??(net)的?1/Beta 曲線，這樣，當(dāng)在運(yùn)算放大器的 Aol 曲線上進(jìn)行標(biāo)繪時(shí)，我們就能夠輕松地生成一款針對這種電容性負(fù)載穩(wěn)定性問題的解決方案。
圖 10.3 具有雙通道反饋的 RISO：發(fā)射極跟隨器
一旦我們選擇了運(yùn)算放大器，如圖 10.4 所示的 Aol 測試電路就為開展穩(wěn)定性分析提供了前提基礎(chǔ)。Aol 曲線可從產(chǎn)品說明書中獲取，或者從如圖所示的 Tina SPICE 仿真中測量得出。Aol 測試電路采用雙電源供電，即使 Vout 近乎為零伏，我們?nèi)钥蓽y量空載時(shí)的 Aol 曲線，而且輸入共模電壓的要求易于滿足。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道，從而允許我們在反饋通道中進(jìn)行 DC 短路和 AC 開路操作。務(wù)必提請注意的是，在進(jìn)行 AC 分析前，SPICE 必須開展 DC 閉環(huán)分析，以找到電路的工作點(diǎn)。另外，R2 和 R1 以及 CT 為高通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道，這樣，使得我們能將 DC 開路和 AC 短路一起并入輸入端。LT 和 CT 按大數(shù)值等級選用，以確保其在各種相關(guān)的 AC 頻率時(shí)，電路短路和開路情況下的正常運(yùn)行。
圖 10.4 Aol測試示意圖：發(fā)射極跟隨器
從 Tina SPICE 仿真測量得出的 OPA177 Aol 曲線如圖 10.5 所示。測量得出的單位增益帶寬為 607.2kHz。
圖 10.5 Aol 測試結(jié)果：發(fā)射極跟隨器
現(xiàn)在，我們必須測量如圖 10.6 所示的 Zo（小信號 AC 開環(huán)輸出阻抗）。該 Tina SPICE 測試電路將測試空載 OPA177 的 Zo。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道，這樣，使得我們能將 DC 短路和 AC 開路一起并入反饋電路。DC 工作點(diǎn)在輸出端顯示為接近零伏，這也就是說，OPA177 沒有電流流入或流出。此時(shí)，通過運(yùn)用1Apk AC電流生成器（我們能夠掃視 10mHz 至 1MHz 的 AC 頻率范圍），Zo 的測量工作就可以輕松完成。最后，得出測量結(jié)果Zo = Vout（如果將測量結(jié)果的單位從 dB 轉(zhuǎn)換為線性或?qū)?shù)，那么 Vout 也將為以歐姆為單位的 Zo）。
圖 10.6 空載 Zo 測試電路：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.7 中，我們可以看出，OPA177 Zo 是雙極發(fā)射極跟隨器輸出級所獨(dú)有
的特征，而且這種輸出級的 Ro 在 OPA177 單位增益帶寬之內(nèi)，是控制輸出阻抗的專門組件。OPA177 的 Ro 為 60 歐姆。
圖 10.7 開環(huán)輸出阻抗：發(fā)射極跟隨器
圖 10.8 Zo 外部模型：發(fā)射極跟隨器
為了使 1/b分析的情況包括在?Zo 與 RISO、CL、 CF 以及 RF 之間相互作用的影響結(jié)果內(nèi)，我們需將 Zo 從運(yùn)算放大器的宏模型中分離出來，以便于弄清楚電路中所需的節(jié)點(diǎn)。這種構(gòu)思如圖 10.8 所示。U1 將提供了產(chǎn)品說明書中的 Aol 曲線，并從 Riso、CL、CF 以及 RF 的各種影響中得到緩沖。
圖 10.9 Zo 外部模型詳圖：發(fā)射極跟隨器
通過如圖 10.9 所示的 Zo 外部模型，我們能夠測量 Zo 與 Riso、CL、RF 以及 CF 之間相互作用對 1/b的影響。在?Zo 外部模型中，設(shè)置 Ro = Ro OPA177，實(shí)際測量值為 60 歐姆。壓控電壓源 VCV1 將運(yùn)算放大器宏模型 U1 從 Ro、Riso、CL、CF 以及 RF中隔離開來。將 VCV1 設(shè)置為 x1，以確保產(chǎn)品說明書中的 Aol 增益不變。由于我們要在穩(wěn)定性狀況最糟的情況下（只存在 CL 以及我們計(jì)算得出的空載 Zo [此時(shí) Ro="60" 歐姆]）分析這種電路，因此，務(wù)必排除各種大的 DC 負(fù)載。VOA 是一個(gè)與運(yùn)算放大器相連的內(nèi)部節(jié)點(diǎn)，在實(shí)際工作中，我們無法實(shí)現(xiàn)對這種節(jié)點(diǎn)的測量。同時(shí)，許多 SPICE 宏模型上的這種內(nèi)部節(jié)點(diǎn)接入，也并非易事。對 1/b進(jìn)行分析（相對于 VOA），已涵蓋了?Ro、Riso、CL、CF 以及 RF 的影響。如果未采用 Zo 外部模型，SPICE中的最終穩(wěn)定性仿真就無法標(biāo)繪出 1/b的曲線；但是，如果采用?Zo 外部模型，則可標(biāo)繪出環(huán)路增益的曲線以確認(rèn)我們分析的正確性。
首先，我們要分析如圖 10.10 所示的 FB#1。請注意，由于我們只分析 FB#1，所以 CF 可視為處于開路狀態(tài)。接下來，我們將分析 FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的 1/b。分析結(jié)果如圖上所示，有關(guān)的公式推導(dǎo)和具體細(xì)節(jié)，請參閱下一張圖（圖 10.11）。我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng) fzx="183".57Hz 時(shí)，F(xiàn)B#1 1/b曲線的增益為零。低頻?1/b值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/b值應(yīng)大于1。
圖 10.10 FB#1 分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.11 FB#1 1/b公式的推導(dǎo)：發(fā)射極跟隨器
FB#1b的公式推導(dǎo)如圖 10.11 左側(cè)所示。由于 1/b是b的倒數(shù)，所以?FB#1 1/b的計(jì)算結(jié)果可以輕而易舉的被推導(dǎo)出來，具體推導(dǎo)過程，請參閱圖?10.11右側(cè)。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在b推導(dǎo)過程中的?pole, fpx 變成了 1/b推導(dǎo)過程中的?zero, fzx。
我們將采用如圖 10.12 所示的電路來開展 AC 分析：通過 Tina SPICE，求取 FB#1 的 1/b，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 電路的環(huán)路增益。正因?yàn)槿绱耍晕覀儗?CF 從圖中除去。
圖 10.12 FB#1 AC 電路分析：發(fā)射極跟隨器
FB#1 1/b的結(jié)果標(biāo)示在圖10.13中的?2;OPA177 Aol 曲線上。在環(huán)路增益為零的 fcl 處，我們發(fā)現(xiàn)，接近速率為 40dB/decade：
[（Aol 曲線上的–20dB/decade）–（FB#1 1/b曲線上的?+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
接近速率的經(jīng)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明了存在的不穩(wěn)定性。我們對 FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz，低頻 1/b= 1 的情況。從圖 10.13 中可以看出，我們的一階分析準(zhǔn)確地推算出了 FB#1 1/b的數(shù)值。
圖 10.13 FB#1 1/b曲線圖：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.14 中我們發(fā)現(xiàn)，只配置 FB#1 的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的 fcl 處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實(shí)了電路的不穩(wěn)定性。通過檢測圖 10.13 中 Aol 曲線上的 FB#1 1/b曲線，可推算出環(huán)路增益曲線上的極點(diǎn)和零點(diǎn)。
圖 10.14 FB#1 環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.15 FB#1瞬態(tài)
穩(wěn)定性測試電路：發(fā)射極跟隨器
如果我們有任何疑問，或如果只采用 FB#1 構(gòu)建參考緩沖電路，此時(shí)，我們可運(yùn)用如圖 10.15中的電路，進(jìn)行實(shí)際的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試。
圖 10.16 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果同時(shí)與 Aol 曲線上的 1/b值和環(huán)路增益曲線一致，因此，證明了只采用 FB#1 構(gòu)建參考緩沖電路，將導(dǎo)致電路運(yùn)行的不穩(wěn)定性。
圖 10.16 FB#1 瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：發(fā)射極跟隨器
現(xiàn)在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負(fù)載參考緩沖電路的穩(wěn)定性。此時(shí)，我們進(jìn)一步了解了如圖 10.17 所示的 Aol 曲線和 FB#1 1/b曲線。如果我們添加如圖?10.17 所示的 FB#2 1/b曲線，我們則會看到一條最終的?1/b曲線，這樣，根據(jù)?fcl 處的接近速率以往的穩(wěn)定性經(jīng)驗(yàn)，我們可以推斷電路的運(yùn)行也將是穩(wěn)定的。
另外，我們將促使 fpc 低于 1/b曲線中的?fzx 一個(gè) decade，以確保當(dāng)頻率低于 fcl 時(shí)，相位裕度優(yōu)于 45度。上述工作通過調(diào)整 1/b FB#2 的高頻部分，使其比 FB#1 低頻 1/b高出?+10dB。然后，設(shè)置 fza，使其至少低于 fpc 一個(gè) decade，以確保當(dāng)實(shí)際應(yīng)用中進(jìn)行參數(shù)變化時(shí)，能夠避免 BIG NOT。通過觀察，我們發(fā)現(xiàn)，最終的?1/b曲線是在?FB#1 1/b曲線和 FB#2 1/b曲線中選擇最小數(shù)值的?1/b通道而形成的。
務(wù)必請記住，在雙反饋通道中，從運(yùn)算放大器輸出端至負(fù)極輸入端的最大電壓反饋將主導(dǎo)著整個(gè)反饋電路。最大的反饋電壓意味著b值最大或者是?1/b值最小。圖?10.18 向我們展示了這種關(guān)鍵的推算技巧。
最后，在 FB#2 取得支配地位之前，預(yù)計(jì) Vout/Vin 的傳輸函數(shù)將隨著 FB#1 的變化而變化。此時(shí)，Vout/Vin 將會衰減至 –20dB/decade，直至 FB#2 與 Aol 曲線相交，然后，將隨著 Aol 曲線下降。
圖 10.17 FB#2 圖解分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.18：雙通道反饋、疊加以及 1/β：發(fā)射極跟隨器
圖 10.18 告訴我們，當(dāng)整個(gè)運(yùn)算放大器電路采用雙通道反饋電路時(shí)，最大的 β 值電路將居支配地位。一個(gè)很明顯的例子就是，如果有兩個(gè)人對著您的同一只耳朵講話，您會更易于聽到哪個(gè)人的講話？當(dāng)然是嗓門最大的那個(gè)人！同樣的道理，運(yùn)算放大器也將會“聽到”β 值最大或 1/β 值最小的反饋電路。運(yùn)算放大器察覺到最終的 1/β 曲線將是在各種 FB#1 1/β或 FB#2 1/β頻率時(shí)，頻率較低的那一條曲線。