CMOS RRO: 具有雙通道反饋的 RISO
我們選擇用于分析具有雙通道反饋的 RISO 的CMOS RRO 為OPA734，具體情況請(qǐng)參閱圖 10.38。OPA734 是一款低漂移、低輸入失調(diào)電壓的運(yùn)算放大器，其能在 +2.7V～+12V 的電壓范圍內(nèi)工作。這種極低的漂移（0.05uV/C）加上其超低的初始輸入失調(diào)電壓（1uV），使 OPA734 成為了單電源應(yīng)用中理想的參考緩沖放大器。由于這并非是軌至軌 CMOS 輸入放大器，因此，我們有必要觀察輸入電壓范圍的技術(shù)規(guī)范[（V–）–0.1V 至（V+）–1.5V]。
圖 10.38 CMOS RRO 運(yùn)算放大器的技術(shù)規(guī)范
典型的 CMOS RRO 等效電路圖如圖 10.39 所示。從圖中可以看出，運(yùn)算放大器的輸出端連接至 MOSFET 的漏極。這種漏極輸出運(yùn)算放大器具備一個(gè) Zo（同時(shí)具有阻性和容性的特點(diǎn)），要求我們運(yùn)用某些相對(duì)于雙極發(fā)射極跟隨器略有不同的分析技術(shù)，如具有雙通道反饋的 RISO 電路示例。
圖 10.39 典型的 CMOS RRO 運(yùn)算放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
從圖 10
.40 中我們可以看出，CMOS RRO 參考緩沖電路的外觀與雙極發(fā)射極跟隨器示例中所采用的電路外觀一模一樣。在本應(yīng)用示例中，我們采用電壓為 5V 的單電源，對(duì) 2.5V 的參考電路（該電路的電壓值低于輸入電壓范圍的技術(shù)規(guī)范[輸入電壓范圍：5V–1.5V =3.5V]）進(jìn)行緩沖。由于為了獲得良好的穩(wěn)定性，在高頻時(shí) FB#1 和 FB#2 將提供所需要的反饋，因此，在 Vout 處，可獲取準(zhǔn)確的參考電壓。Riso 將使兩條反饋電路單獨(dú)運(yùn)行，互不干擾。
圖 10.40 具有雙通道反饋的 RISO：CMOS RRO
由于在本應(yīng)用示例中，我們采用的是單電源，因此，我們將運(yùn)用一些新技巧來(lái)獲取如圖 10.41所示的空載 Aol 曲線。首先，我們需要確保在開展 DC 工作點(diǎn)分析之后的 OPA734 輸出信號(hào)處于工作的線性區(qū)域。通常來(lái)說(shuō)，由于運(yùn)算放大器的飽和輸出信號(hào)并非處在工作的線性區(qū)域，因此，其未能提供恰當(dāng)?shù)?AC 性能。對(duì)于大多數(shù)運(yùn)算放大器宏模型來(lái)說(shuō)也是如此。在 DC 狀態(tài)時(shí)，LT 為短路而 CT 為開路。OPA734 的非反相輸入限制為 Vs/2 (2.5V)。因此，輸出將為 Vs/2 (2.5V)。如圖所示的 RL 接線方式，在運(yùn)算放大器的輸出端不存在 DC負(fù)載。RL 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道。這樣，在反饋電路中，就可使 DC 處于短路狀態(tài)而 AC 處于開路狀態(tài)。務(wù)必提請(qǐng)注意的是，在進(jìn)行 AC 分析前，SPICE 必須開展 DC 閉環(huán)分析，以找到電路的工作點(diǎn)。另外，RL 以及 CT 為高通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道，這樣，使得我們能將 DC 開路電路和 AC 短路電路一起并入輸入端。而且，LT 和 CT 按大數(shù)值等級(jí)選用，以確保其在各種相關(guān)的 AC 頻率時(shí)，電路短路和開路情況下的正常運(yùn)行。
圖 10.41 Aol 測(cè)試示意圖：CMOS RRO
從 Tina SPICE 仿真測(cè)量得出的 OPA734 Aol 曲線如圖 10.42 所示。測(cè)得的單位增益帶寬為 1.77MHz。
圖 10.42 Aol 測(cè)試結(jié)果：CMOS RRO
圖 10.43 由 Zo、CCO、 RCO、CL 改變 Aol 效應(yīng)的 TINA 電路
現(xiàn)在，我們必須測(cè)量如圖 10.43 所示的 Zo（小信號(hào) AC 開環(huán)輸出阻抗）。該 Tina SPICE 測(cè)試電路將測(cè)試空載 OPA734 的 Zo。請(qǐng)注意，由于我們測(cè)試的是單電源電路，因此將輸出信號(hào)調(diào)整至 Vs/2 (2.5V)，以確保運(yùn)算放大器輸出電流的正弦波位于工作的線性區(qū)域。RL 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道。這樣，在反饋電路中，就可使 DC 處于短路狀態(tài)而 AC 處于開路狀態(tài)。由于 RL 限定在 Vout (2.5V) 和 Vs/2 (2.5V) 之間，所以 DC 工作點(diǎn)在輸出端顯示為 2.5V 或 Vs/2 伏，這也就是說(shuō)，OPA734 沒(méi)有電流流入或流出。此時(shí)，通過(guò)運(yùn)用 1Apk AC 電流發(fā)生器（我們能夠掃視 10mHz 至 1MHz 的 AC 頻率范圍），Zo 的測(cè)量工作能夠輕松完成。最后，得出測(cè)量結(jié)果 Zo = Vout（如果將測(cè)量結(jié)果的單位從dB轉(zhuǎn)換為線性或?qū)?shù)，Vout 也就是以歐姆為單位的 Zo）。
圖 10.44 Zo、開環(huán)輸出阻抗：CMOS RRO
從圖 10.44 中，我們可以看出，OPA734 Zo 是 CMOS RRO 運(yùn)算放大器輸出級(jí)所獨(dú)有的特征。而且，這種輸出級(jí)的 Ro 在高頻時(shí)，處于支配地位。同時(shí)，Co 所呈現(xiàn)出的電容效應(yīng)在頻率低于 92Hz 時(shí)，處于支配地位。
根據(jù)前面圖表的仿真測(cè)試結(jié)果，我們?cè)趫D10.45中構(gòu)建了 OPA734 的 Zo 模型。RO 直接測(cè)得為 129 歐姆，fz 直接測(cè)得為 92Hz。根據(jù)測(cè)得的 fz 和 RO 數(shù)值，我們可以輕松地計(jì)算出 CO 的數(shù)值（為 13.4uF）。最終完成了如圖所示的 Zo 模型。
圖 10.45 Zo 模型：CMOS RRO
圖 10.46：Zo 外部模型：CMOS RRO
為了使 1/b分析的情況包含在?Zo 與 RISO、CL、CF 以及RF 之間相互作用的影響結(jié)果內(nèi)，我們需將 Zo 從運(yùn)算放大器的宏模型中分離出來(lái)，以便于弄清楚電路中所需的節(jié)點(diǎn)。這種構(gòu)思如圖 10.46 所示。另外，U1 將提供產(chǎn)品說(shuō)明書的 Aol 曲線，并從 Riso、CL、CF 以及 RF 的各種影響中得到緩沖。
通過(guò)如圖 10.47 所示的 Zo 外部模型，我們能夠測(cè)量 Zo 與 Riso、CL、RF 以及 CF 之間的相互作用對(duì)
1/b的影響。RO 和 CO 是我們?cè)谇耙粡垐D表中測(cè)出的參數(shù)。GM2 將 U1（OPA734 運(yùn)算放大器宏模型）從 Zo 外部模型中隔離開來(lái)。將 GM2 設(shè)置為 1/RO以保持適當(dāng)?shù)?Aol 增益，目的是與最初的 OPA734 運(yùn)算放大器宏模型和產(chǎn)品說(shuō)明書中的 Aol 相匹配。在 SPICE 進(jìn)行 AC 分析前，其必須開展 DC 分析。因此，我們需確保擴(kuò)展后的運(yùn)算放大器模型，將具備正確的 DC 工作點(diǎn)而無(wú)需使 U1 達(dá)到飽和狀態(tài)。為此，我們?cè)?CO 至 VO 之間添加了一條低頻通道。GMO 將由 RO 兩端的電壓控制（該電壓與 VOA 相匹配）。將 GMO 設(shè)置為 1/RL 以維持 DC 狀態(tài)時(shí)的綜合增益水平，目的是與最初的 OPA734 Aol 相匹配。另外，一只低通濾波器由RLP 和 CLP形成，并設(shè)置為 0.1*fLOW（fLOW 是相關(guān)的最低頻率）。將 RLP 設(shè)置為 1000*RO，以避免 RO 上出現(xiàn)負(fù)載或相互作用（影響），最終導(dǎo)致 Zo 傳輸函數(shù)發(fā)生錯(cuò)誤。
圖 10.47 Zo 外部模型詳圖：CMOS RRO
首先，我們分析如圖 10.48 所示的 FB#1。請(qǐng)注意，由于我們只分析 FB#1，所以 CF 可視為處于開路狀態(tài)。接下來(lái)，我們將分析 FB#2。然后，通過(guò)采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的 1/b。分析結(jié)果如圖 10.48 所示，有關(guān)的公式推導(dǎo)和具體細(xì)節(jié)，請(qǐng)參閱圖 10.49。我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng) fzx="107".49Hz 時(shí)，F(xiàn)B#1 1/b曲線上出現(xiàn)零點(diǎn)。低頻?1/b值為?4.5 或13dB，并由介于 CO 和 CL 之間的電容分壓器確定。如果改變電路以獲得增益，那么低頻?1/b值將大于1。
圖 10.48 FB#1 分析：CMOS RRO
圖 10.49 FB#1 1/b公式推導(dǎo)：CMOS RRO
FB#1b的公式推導(dǎo)如圖 10.49 左側(cè)所示。由于 1/b是b的倒數(shù)，所以?FB#1 1/b的計(jì)算結(jié)果可以輕而易舉的推導(dǎo)出來(lái)，具體推導(dǎo)過(guò)程，請(qǐng)參閱圖?10.49 右側(cè)。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在b推導(dǎo)過(guò)程中的?pole, fpx 變成了 1/b推導(dǎo)過(guò)程中的?zero, fzx。
我們將采用如圖 10.50 所示的電路來(lái)開展 AC 分析：通過(guò) Tina SPICE，找到 FB#1 的 1/b，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 電路的環(huán)路增益。
圖 10.50 FB#1 AC 電路分析：CMOS RRO
FB#1 1/b的結(jié)果標(biāo)示在圖?10.51 中的?OPA734 Aol 曲線上。在環(huán)路增益為零的 fcl 處，我們發(fā)現(xiàn)，接近速率為 40dB/decade：
[（Aol 曲線上的 –20dB/decade） – （FB#1 1/??曲線上的?+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
為此，接近速率的歷史數(shù)據(jù)表明了存在不穩(wěn)定性。而且，我們對(duì) FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz，低頻 1/? = 13.09dB 的情況。從圖 10.51 中可以看出，我們的一階分析準(zhǔn)確推算出了 FB#1 1/b的數(shù)值。
圖 10.51 FB#1 1/b 曲線：CMOS RRO
圖 10.52 FB#1 環(huán)路增益分析：CMOS RRO
從圖 10.52 中我們發(fā)現(xiàn)，只配置 FB#1 的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的 fcl 處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實(shí)了電路的不穩(wěn)定性。通過(guò)觀察圖 10.51 中 Aol 曲線上的 FB#1 1/b標(biāo)繪點(diǎn)，可推算出環(huán)路增益曲線上的極點(diǎn)和零點(diǎn)。
圖 10.53 FB#1 瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試電路：CMOS RRO
如果我們有任何疑問(wèn)，或如果只采用 FB#1 構(gòu)建參考緩沖電路，此時(shí)，我們可運(yùn)用圖 10.53 中的電路，進(jìn)行實(shí)際的瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試。